由于許多模擬和數(shù)字電路可以用作方波振蕩器，因此我們的目標是涵蓋這兩種類型;但是，在本文中，我們將討論模擬振蕩器的設計，介紹它們的工作原理，并回顧它們的優(yōu)缺點。
　　使用非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器的運算放大器方波發(fā)生器我們將研究的第一個電路是稱為非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器的單個運算放大器電路，如圖 1 所示。　　用于產(chǎn)生方波的單個運算放大器非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。

　圖 1. 用于產(chǎn)生方波的單個運算放大器非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。

　　如果您暫時忽略來自輸出的 RC 反饋，則 V外，設置為負輸入 Vc，您可能會將此電路的其余部分識別為具有磁滯的 Schmitt 觸發(fā)器。施密特觸發(fā)器具有正反饋，并且只有兩個穩(wěn)定的工作點 （V外= VDD 系列或 V外= V不銹鋼).正如我們將要解釋的，非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器配置依賴于這種正反饋和磁滯。
　　電路啟動時，我們有一個電容器 （C） 完全放電到地面。由于任何放大器的輸入之間都存在內(nèi)部偏移，因此正反饋將確保輸出被驅(qū)動到兩種穩(wěn)定狀態(tài)之一（取決于內(nèi)部偏移是正還是負）。
　　現(xiàn)在，我們假設 V外被驅(qū)動到正軌 （VDD 系列） 的 URL 中。此時，Vc將開始通過電阻器 R 充電3，電壓為 Vp可以使用電阻分壓器方程計算：
　　$$ V_{p1} = V_{OUT}\frac{R_1}{R_1+R_2}= V_{DD}\frac{R_1}{R_1+R_2}$$從這里開始，Vc將繼續(xù)充電，直到它變得略大于 V 處的閾值電壓p.此時，V外將下拉至負軌 （V不銹鋼） 和 Vc將開始放電。
　　使用 V 的新值外等于 V不銹鋼，我們還有一個新的 threshold voltage：
　　$$ V_{p2} = V_{OUT}\frac{R_1}{R_1+R_2}= V_{SS}\frac{R_1}{R_1+R_2}$$接下來，Vc將繼續(xù)放電，直到它低于 V 處的電壓p.然后，輸出將被驅(qū)動回正電源軌 VDD 系列.這個過程將周期性地繼續(xù)，從而在運算放大器的輸出端產(chǎn)生方波。
　　運算放大器方波仿真：電壓波形和頻率
　　對于圖 1 的電路，我們插入一些元件值和仿真性能：
　　R1= R2= 10 kΩ
　　R3= 1 kΩ
　　C = 1 uF
　　VDD 系列= +5 伏　　V不銹鋼= -5 伏

　在圖 2 中，我們繪制了 V 的電壓波形c、V外和 Vp.

　　運算放大器非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器方波振蕩器仿真。頂部：VOUT（綠色）。底部：Vc（藍色）和 Vp（紅色）圖 2. 運算放大器非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器方波振蕩器仿真。 頂部：V外（綠色）。底部：Vc（藍色）和 Vp（紅色）正如我們所看到的，Vc充電和放電到前面由 R 之間的電阻分壓器定義的跳變點1和 R2和電源電壓。跳閘點 V高和 V低定義為：
　　$$ V_{高} = V_{p1}= 5（\frac{10 \text{ k}}{10 \text{ k} + 10 \text{ k}}） = 2.5 \text{ V}$$$$ V_{低} = V_{p2}= -5（\frac{10 \text{ k}}{10 \text{ k} + 10 \text{ k}}） = -2.5 \text{ V}$$圖 2 中的波形頻率為 451 Hz。它由 R 的 RC 時間常數(shù)定義3圖 1 中的 C 需要在 V 之間對電容器進行充電和放電高和 V低.
　　為了準確計算電路的元件頻率，我們必須利用 RC 電路的充電/放電方程。充電方程的一般形式為：
　　$$V（t）=V_{max}+（V_{initial} -V_{max}）e^{\frac{-t}{\tau}}$$求解此方程中的 t，我們得到：
　　$$t=-\tau \cdot ln（\frac{V_{max}-V（t）}{V_{max}-V_{initial}}）$$現(xiàn)在，如果我們假設從 V 充電的時間低到 V高，帶 V麥克斯= VDD 系列，并將 charge 和 discharge 的考慮時間加倍，我們得到 output period：
　　$$T = 2t = -2 \tau \cdot ln（\frac{V_{DD}-V_{up}}{V_{DD}-V_{low}}） = - 2RC \cdot ln（\frac{V_{DD}（1-\frac{R_1}{R_1 + R_2}）}{V_{DD}-V_{SS} \frac{R_1}{R_1+R_2}}）$$該方程表明 RC 時間常數(shù)占主導地位，而 R 的值1和 R2與 period 的關(guān)系較弱，因為它們改變了 capacitor 必須充電和放電的 trip points。
　　如果我們代入 R 的值1、 R2、 R3和 C 的周期為 455 Hz，這與模擬的 451 Hz 頻率幾乎匹配。
　　該電路簡單、有效，并支持低頻和高頻，受開關(guān)事件期間驅(qū)動輸出的運算放大器的轉(zhuǎn)換速率的限制。缺點是 output swing 不能變小，從而對頻率設置了硬性限制，因為 output 必須在 rail/軌之間擺動。
　　使用從地 （0 V） 擺動至 V 的單個電源運算放大器構(gòu)建此電路DD 系列、接地節(jié)點連接到電容器和電阻器 R1必須更改為中間電壓 — 通常為 $$\frac{V_{DD}}{2}$$。
　　使用 BJT 的基于晶體管的方波振蕩器
　　非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器也可以用分立晶體管代替運算放大器制成。圖 3 顯示了使用雙極結(jié)型晶體管 （BJT） 的示例?！　』?BJT 的非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器，用于方波生成。

 　圖 3. 基于 BJT 的非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器，用于方波生成。

　　該電路啟動后，一個晶體管（假設 Q2）將進入“截止”區(qū)域，在那里它不傳導電流。這將導致集電極節(jié)點（Q2 的頂部）充電至 VDD 系列.
　　同時，Q1 將飽和，從而傳導電流。這將導致 C1連接到 Q2 的底座以通過 R 充電3直到 Q2 被推入飽和。被推至飽和時，C 右側(cè)的急劇電壓降2在 Q1 的底部產(chǎn)生嚴重的負反應，將其推向截止。
　　這種推挽行為連續(xù)發(fā)生，在 Q1 和 Q2 的集電極上產(chǎn)生輸出電壓波形。輸出是相同頻率但相位相反的方波。由于 Q1 和 Q2 的基數(shù)通過 R 的 RC 電路進行充電/放電3使用 C1和 R2使用 C2，我們可以分別將生成器的輸出周期定義為：
　　$$T=t_1+t_2$$
　　$$t_1=0.69R_3C_1$$
　　$$t_2=0.69R_2C_2$$　　在瞬態(tài)波形中，t1是集電極 Q1 處輸出的脈沖寬度，而 t2是集電極 Q2 處的脈沖寬度。從方程式中可以看出，t1不必等于 t2，因此我們可以創(chuàng)建可變占空比的矩形波形。

　　圖 4 的仿真結(jié)果演示了這種行為。對于此仿真，我們將電路設計為具有 50% 的占空比，其中 t1= 噸2.

　　雙極晶體管非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器輸出，具有對稱輸出。
　　圖 4. 雙極晶體管非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器輸出，具有對稱輸出。
　　此模擬的元件值為：
　　R1= R4= 1 kΩ
　　R2= R3= 100 kΩ
　　C1= C2= 10 nF
　　BJT 是標準的 2N2222 NPN。因此，我們從基本方程中預期的時間常數(shù)為：
　　$$t_1 = t_2 = 0.69RC = 0.69（100 \text{ k}\Omega）（10 \text{ nF}） = 690 \text{ } \mu s $$我們仿真的測量結(jié)果為 681 μs，接近我們的設計值 690 μs。
　　我們還可以將此設計更改為具有非對稱性能。如果我們將 R 的電阻減半2設置為 50 kΩ，我們可以將 t 的周期更改為 t2到 345 我們。更改后該電路的仿真結(jié)果如圖 5 所示?！　‰p極晶體管非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器輸出，具有非對稱輸出。

　　圖 5. 雙極晶體管非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器輸出，具有非對稱輸出。

　　從圖 5 中，我們可以看到創(chuàng)建具有易于調(diào)整的占空比的非對稱輸出矩形波的能力。仿真結(jié)果為 t1= 681 μs 和 t2= 335 μs，這再次接近我們的設計方程預測的值。
　　總體而言，與運算放大器振蕩器相比，基于 BJT 的非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器具有更大的靈活性。雖然結(jié)構(gòu)稍微復雜一些，但它不需要負電源，并且同時產(chǎn)生輸出及其補碼。它還能夠形成可變頻率和占空比的通用矩形波，而不是可變頻率的純方波。