與單音測試信號相比，雙音測試信號可提供更多有關(guān) ADC 性能的信息。您的作者的模型與特定 ADC 的制造商模型非常匹配，因此可以方便地運(yùn)行誤碼率模擬。該 ADC 恰好具有非常寬的輸入帶寬。

　　對于帶寬較低的 ADC，添加如圖 1 所示的低通濾波器將提供更好的模型。

　　圖 1. 基于上一篇文章改進(jìn)的 ADC 模型
　　此外，正如我們上一篇文章部分中所討論的，改進(jìn)的模型將允許添加高達(dá) 6 dB 的加性高斯白噪聲，以更好地匹配真實(shí) ADC 的本底噪聲。
　　制造商的模型是“行為”模型，而不是模型。與詳細(xì)的 SPICE 模型或?qū)嶋H物理設(shè)備上的測量進(jìn)行相同的比較。
　　數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC) 模型
　　參考文獻(xiàn) [19] 到 [26] 提出了某種 DAC 模型，而 [27] 到 [29] 描述了 DAC 的特性，但沒有描述模型。在那些提出模型的人中，大多數(shù)（[19]、[20]、[22] 和 [23]）提出的模型似乎是 DAC 設(shè)計(jì)者感興趣的，而不是用戶感興趣的，給出了詳細(xì)的特定模型來確定諸如 SNR 之類的東西，或者輸出頻譜上的時(shí)鐘抖動。
　　其他人提出的模型似乎過于簡單。這些是[25]，它只考慮了削波而不進(jìn)行量化；和[26]，它將量化和裁剪建模為加性過程，僅對高斯輸入有效。
　　參考文獻(xiàn) [21] 使用以下公式將 DAC 輸出 (y(t)) 建模為 DAC 輸入 (x(t)) 的函數(shù)：
　　y(t) = x(t) + y HQ (x(t)) + y CM (x(t)) + y VQ (x(t))
　　公式1
　　其中這些是相應(yīng)的術(shù)語：
　　y HQ (x(t)) 解釋“水平量化”（理想時(shí)間采樣）
　　y CM (x(t)) 解釋“時(shí)鐘源調(diào)制”（時(shí)鐘抖動）
　　y VQ (x(t)) 考慮“垂直量化”（幅度量化），包括積分非線性。
　　這些項(xiàng)的表達(dá)式并不是極其復(fù)雜，因此這可能會成為 DAC 仿真的良好模型。輸入x(t)可以來自調(diào)制算法的浮點(diǎn)實(shí)現(xiàn)，或者來自具有輸出 M 位的定點(diǎn)算法，其中 M > NE；其中 NE 是 DAC 的有效位數(shù)。
　　參考文獻(xiàn)[24]提出了一個模型，該模型考慮了微分非線性（DNL）、積分非線性（INL）、增益和偏移誤差、毛刺脈沖面積和穩(wěn)定時(shí)間。

　　[24] 的圖 5 顯示了該模型的框圖。它由加性隨機(jī)誤差組成，對 DNL 進(jìn)行建模；添加時(shí)間的確定性函數(shù)來模擬故障；用于模擬 INL、增益和失調(diào)誤差的多項(xiàng)式函數(shù)；延遲和時(shí)間轉(zhuǎn)換（文中未解釋）；用于模擬穩(wěn)定時(shí)間的低通濾波器；和噪聲模型（文中也沒有解釋）。[24] 中的圖 5 可以進(jìn)行一些修改，生成圖 2，它是圖 1 中 ADC 模型的逆模型；如果由于量化導(dǎo)致的輸出噪聲不夠，則可以添加附加噪聲。

　　圖 2.  Naoues, M. 對 DAC 模型的修改；莫什，D.；德霍斯，C.；巴拉克，R.；和加澤爾，A，  [24]
　　讀者可能想知道，既然 DAC 的輸入已經(jīng)是數(shù)字的，為什么還需要圖 2 中的采樣器和量化器。
　　通常，對于模擬，可以使用連續(xù)時(shí)間浮點(diǎn)算法；將其轉(zhuǎn)換為時(shí)鐘定點(diǎn)版本是不值得的。（連續(xù)時(shí)間意味著模擬采樣頻率足夠高，因此不會產(chǎn)生采樣效應(yīng)。）此外，DAC 接口上可用的實(shí)際位數(shù)（宣傳的位數(shù)）通常大于 ENOB。