示波器帶寬應(yīng)該足夠高才能進(jìn)行準(zhǔn)確的測(cè)量，但是這個(gè)參數(shù)有上限嗎？示波器帶寬過多是否會(huì)以某種方式降低我們的測(cè)量精度？請(qǐng)注意，示波器帶寬設(shè)置進(jìn)入示波器的噪聲帶寬。
    例如，考慮測(cè)量 33 MHz 正弦波。根據(jù)上面的討論，我們可以使用帶寬約為100 MHz的示波器來測(cè)量該信號(hào)。如果我們使用 8 GHz 示波器進(jìn)行此測(cè)量，則 100 MHz 至 8 GHz 范圍內(nèi)的所有噪聲分量都將進(jìn)入示波器。這些噪聲成分將使屏幕上的跡線看起來有點(diǎn)模糊。
    在許多情況下，這可能不是一個(gè)嚴(yán)重的問題，但如果您希望您的產(chǎn)品通過嚴(yán)格的性能或合規(guī)性規(guī)范，您必須注意這些細(xì)節(jié)并提供產(chǎn)品輸出的演示。
    采樣率
    輸入信號(hào)經(jīng)過模擬前端調(diào)節(jié)后，被傳遞到 A/D 轉(zhuǎn)換器。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，ADC f s 的采樣率必須至少是感興趣的頻率分量的兩倍。這意味著我們需要一個(gè)抗混疊濾波器來限制 ADC 輸入端信號(hào)的帶寬。在圖1中，抗混疊濾波是通過模擬前端的低通特性來實(shí)現(xiàn)的。

    盡管該濾波器抑制了高頻分量，但我們沒有磚墻低通特性。當(dāng)我們移動(dòng)到更高的頻率時(shí)，幅度衰減會(huì)增加，但我們不會(huì)有無限的衰減。假設(shè)我們選擇采樣頻率f s如圖 1所示。

    圖1
    由于我們?cè)?f s處的衰減有限，因此在此頻率出現(xiàn)的任何噪聲分量將僅被低通特性部分抑制。換句話說，ADC 輸入端的信號(hào)帶寬并沒有真正受到限制，我們可能仍然有相對(duì)較大的頻率分量高于
    f
    s
    2
    （違反奈奎斯特準(zhǔn)則）。
    這將如何影響我們測(cè)量的準(zhǔn)確性？

    采樣過程將以采樣頻率的倍數(shù)創(chuàng)建頻譜的副本。在 0 到 f s的頻率范圍內(nèi)，我們將得到如圖 2所示的頻譜。

    圖2
    雖然藍(lán)色曲線是我們?cè)跀?shù)字化儀輸出處想要的光譜，但采樣過程會(huì)創(chuàng)建原始光譜（由紅色曲線描繪）的不需要的副本。藍(lán)色和紅色曲線分量的疊加為我們提供了 ADC 輸出處的數(shù)字信號(hào)的頻譜。
    圖2顯示部分復(fù)制頻譜與我們所需的頻帶重疊，該頻帶位于 0 到 f BW的范圍內(nèi)。該所需頻帶應(yīng)由 A/D 轉(zhuǎn)換器后面的數(shù)字電路提取和處理。我們?cè)鯓硬拍芴崛〕鲞@個(gè)想要的頻段呢？

    從 f BW到 f s -f BW的頻率分量可以通過尖銳的數(shù)字濾波器有效抑制（見圖 5）。消除這個(gè)不需要的頻帶可以得到更高效的數(shù)字電路。

    圖3
    復(fù)制頻譜中出現(xiàn)在 0 到 f帶寬范圍內(nèi)的部分又如何呢？
    這些頻率分量無法通過在 ADC 輸出端放置濾波器來抑制。如圖 2 所示，這些不需要的分量從位于 f s -f BW到 f s范圍內(nèi)的原始頻譜部分折回。因此，我們可以通過增加采樣率（對(duì)于給定的 f BW）來抑制這些混疊分量。這樣，混疊分量經(jīng)歷的衰減就會(huì)增加。
    查看圖 2。折回組件的可接受衰減是多少？
    衰減應(yīng)足夠大，以使混疊分量遠(yuǎn)低于 A/D 轉(zhuǎn)換器的量化水平。在實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)于高斯頻率響應(yīng)示波器，我們通常需要實(shí)時(shí)采樣率為示波器帶寬的4-5倍。具有平坦頻率響應(yīng)的示波器具有更尖銳的滾降。因此，大約 2.5 倍示波器帶寬的采樣率可以使此類示波器達(dá)到可接受的精度。

    如果混疊嚴(yán)重，顯示的跡線會(huì)受到怎樣的影響？

    圖4顯示了示波器帶寬和采樣率分別為 500 MHz 和 1 GSa/s 的測(cè)量結(jié)果。
    圖4.圖片由是德科技提供。
    正如您所看到的，當(dāng)進(jìn)行重復(fù)測(cè)量時(shí)，跡線會(huì)圍繞信號(hào)邊緣擺動(dòng)。這是因?yàn)椴ㄐ沃芯哂懈怃J過渡的部分包含更高的頻率分量，并且混疊在這些區(qū)域中變得更加明顯。