國(guó)內(nèi)自主研發(fā)的套面向手機(jī)、筆記本電腦等多種移動(dòng)終端的系統(tǒng)，利用S波段信號(hào)實(shí)現(xiàn)"天地"一體覆蓋、全國(guó)漫游，支持25套電視和30套廣播節(jié)目。2006年10月24日，國(guó)家廣電總局正式頒布中國(guó)移動(dòng)多媒體廣播（俗稱(chēng)手機(jī)電視）行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)，確定采用我國(guó)自主研發(fā)的移動(dòng)多媒體廣播行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)。中國(guó)移動(dòng)多媒體廣播規(guī)定了在廣播業(yè)務(wù)頻率范圍內(nèi)，移動(dòng)多媒體廣播系統(tǒng)廣播信道傳輸信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)、信道編碼和調(diào)制，標(biāo)準(zhǔn)適用于30MHz到3000MHz頻率范圍內(nèi)的廣播業(yè)務(wù)頻率，通過(guò)衛(wèi)星和/或地面無(wú)線發(fā)射電視、廣播、數(shù)據(jù)信息等多媒體信號(hào)的廣播系統(tǒng)，可實(shí)現(xiàn)全國(guó)漫游。CMMB系統(tǒng)的物理層采用正交頻分復(fù)用（OFDM）調(diào)制方式，該方式可有效抵抗由多徑效應(yīng)所引起的頻率選擇性衰落，但對(duì)頻偏卻十分敏感。頻偏會(huì)破壞OFDM系統(tǒng)的正交性。從而引起載波間干擾（ICI），因此，接收機(jī)需要對(duì)載波頻偏進(jìn)行估計(jì)并糾正。為此，本文針對(duì)CMMB接收機(jī)解調(diào)芯片的小數(shù)倍子載波跟蹤算法進(jìn)行了分析。

　　1 CMMB信號(hào)模型及載波頻偏分析

　　在CMMB系統(tǒng)中，一個(gè)OFDM符號(hào)可由IFFT產(chǎn)生。時(shí)域中的OFDM符號(hào)可用下式表示：

　　其中，X（k）是第k個(gè)子載波正交幅度調(diào)制（QAM）或相移鍵控（PSK）符號(hào)，N是OFDM符號(hào)子載波數(shù)，Ts為符號(hào)周期，1/Ts是子載波頻率間隔。在CMMB接收端，對(duì)AWGN信道下變頻后的信號(hào)r（m）可以表達(dá)為：

　　其中，△f是歸一化到子載波間隔（1/Ts）后的頻偏，△ψ為相位偏差，n（m）是AWGN.頻偏表示為△f=△fi+△ff,△fi是△f小數(shù)部分四舍五入后的整數(shù)，△ff∈[-0.5,0.5]是其小數(shù)部分。本文所要提出的是在接收系統(tǒng)進(jìn)入跟蹤階段后的小數(shù)倍頻偏△f的估計(jì)算法。

　　2 小數(shù)倍子載波頻偏估計(jì)

　　頻偏分為整數(shù)倍頻偏和小數(shù)倍頻偏，接收機(jī)首先在時(shí)域中對(duì)小數(shù)倍子載波頻偏進(jìn)行估計(jì)，以恢復(fù)子載波間正交性，在此基礎(chǔ)上再進(jìn)行FFT變化后到頻域中進(jìn)行整數(shù)倍子載波頻偏估計(jì)。至此系統(tǒng)就可完成頻偏捕獲，然后進(jìn)入跟蹤階段。本階段再由導(dǎo)頻處理模塊進(jìn)行小數(shù)倍子載波頻偏跟蹤估計(jì)，本文主要對(duì)導(dǎo)頻處理模塊進(jìn)行研究。圖1所示是粗載波頻偏估計(jì)及恢復(fù)結(jié)構(gòu)圖。

　　2.1 算法分析及硬件實(shí)現(xiàn)

　　OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）即正交頻分復(fù)用技術(shù)，實(shí)際上OFDM是MCM Multi-CarrierModulation,多載波調(diào)制的一種。其主要思想是：將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號(hào)轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸。正交信號(hào)可以通過(guò)在接收端采用相關(guān)技術(shù)來(lái)分開(kāi)，這樣可以減少子信道之間的相互干擾 ICI .每個(gè)子信道上的信號(hào)帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個(gè)子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號(hào)間干擾。而且由于每個(gè)子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對(duì)容易。

　　由于OFDM系統(tǒng)中同一個(gè)時(shí)隙（timeslot）內(nèi)的各個(gè)OFDM符號(hào)的連續(xù)導(dǎo)頻的內(nèi)容和其所處的子載波位置都是相同的，故可利用FFT之后前后相鄰的兩個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的連續(xù)導(dǎo)頻來(lái)進(jìn)行頻偏估計(jì)。

　　現(xiàn)在對(duì)相鄰的兩個(gè)頻域OFDM符號(hào)（即第l和第l+1個(gè)符號(hào)）進(jìn)行分析。通常第l個(gè)OFDM符號(hào)可以表示為：

　　式（6）表示由于ICI的存在，第l個(gè)OFDM符號(hào)的第K個(gè)子載波所受到其它子載波信號(hào)的影響。

　　對(duì)于相鄰的第l和第l+1個(gè)頻域OFDM符號(hào)（且這兩個(gè)OFDM符號(hào)在同一個(gè)時(shí)隙中）中的連續(xù)導(dǎo)頻，應(yīng)有如下關(guān)系：

　　其中，Np表示OFDM符號(hào)中連續(xù)導(dǎo)頻的個(gè)數(shù)。這樣，當(dāng)頻偏△F較小時(shí)，ICI影響值Il.k可以忽略。若不考慮噪聲影響，那么，根據(jù)式（5），其接收端收到的相鄰的第l和第l+1個(gè)頻域OFDM符號(hào)中的連續(xù)導(dǎo)頻則有如下關(guān)系，

    再對(duì)該兩個(gè)符號(hào)中的連續(xù)導(dǎo)頻取共軛相關(guān)，即：

　　由于該算法是利用前后相鄰的頻域OFDM符號(hào)的連續(xù)導(dǎo)頻序列來(lái)進(jìn)行頻偏估計(jì)，所以，該算法可以消除頻率選擇性衰落信道的影響。

　　由式（10）可以看出，該算法的估計(jì)范圍為。但是，從上面的推導(dǎo)過(guò)程可以看到，該算法是在忽略ICI影響值Il.k的情況下得出的。而當(dāng)頻偏增大到接近-N/（2Ns）或者N/（2Ns）時(shí)，即接近-0.5或者0.5時(shí)，ICI的影響就會(huì)變大。導(dǎo)頻信號(hào)是在頻域內(nèi)插入OFDM符號(hào)的，由于前后相鄰的兩個(gè)OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)不同，那么，根據(jù)式（6），就會(huì)使得這兩個(gè)相鄰的OFDM符號(hào)內(nèi)對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻所受到的ICI不一樣，從而導(dǎo)致式（8）約等號(hào)兩邊的值的誤差很大，而這又將導(dǎo)致由式（10）表示的頻偏估計(jì)會(huì)出現(xiàn)較大誤差，所以，該算法比較適用于跟蹤模式，而不適用于捕獲模式。

　　在CMMB幀結(jié)構(gòu)中，每個(gè)OFDM符號(hào)均插入了連續(xù)導(dǎo)頻，且每一個(gè)時(shí)隙內(nèi)的53個(gè)OFDM符號(hào)中的連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)均對(duì)應(yīng)相同，則式（10）中有：

　　因此，其連續(xù)導(dǎo)頻的個(gè)數(shù)Np=82.

　　CMMB中每個(gè)時(shí)隙有53個(gè)OFDM符號(hào)，因此，每個(gè)時(shí)隙可以計(jì)算52次頻偏，這樣就可以更好地進(jìn)行載波頻率跟蹤。圖2所示是載波頻偏跟蹤模塊的硬件結(jié)構(gòu)圖。

　　圖2中的SRAM大小為82x20bit,可用于存儲(chǔ)前一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的82個(gè)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。載波頻偏跟蹤模塊用于接收連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。它針對(duì)個(gè)OFDM符號(hào)不作運(yùn)算，82個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻可直接存入SRAM.當(dāng)接收到下一個(gè)OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻時(shí)，可將該導(dǎo)頻與SRAM中相對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻做共軛相乘，同時(shí)更新，即用新的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)覆蓋掉SRAM中相對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻；然后再將乘積進(jìn)行累加。當(dāng)累加次數(shù)達(dá)到82次時(shí)，可對(duì)該和求相位，再乘上系數(shù)4096/（9264π），從而得到小數(shù)倍頻偏估計(jì)值。由于每個(gè)時(shí)隙一共執(zhí)行52次小數(shù)倍頻偏估計(jì)，因而，將有利于糾正頻偏，以達(dá)到跟蹤的效果。

　　2.2 系統(tǒng)級(jí)聯(lián)仿真

　　圖3所示是碼率下CMMB接收機(jī)的終性能曲線。信噪比SNR越大，誤比特率BER越小。實(shí)際上，根據(jù)CMMB協(xié)議的要求，在星座映射方式為QPSK的情況下，當(dāng)SNR≥2.7 dB時(shí)，需滿(mǎn)足BER≤3x10-6;而在星座映射方式為16QAM的情況下，在SNR≥8.6 dB時(shí)，需滿(mǎn)足BER≤3x10-6.

　　由圖3可知，將導(dǎo)頻跟蹤模塊級(jí)聯(lián)到CMMB接收機(jī)后，其性能即可滿(mǎn)足協(xié)議對(duì)系統(tǒng)的要求。

　　3 結(jié)束語(yǔ)

　　本文提出了一種針對(duì)CMMB接收機(jī)解調(diào)芯片的小數(shù)倍子頻偏跟蹤估計(jì)算法。在CMMB解調(diào)芯片中，該算法能較好地對(duì)頻偏進(jìn)行跟蹤估計(jì)，從而使系統(tǒng)載波恢復(fù)環(huán)路穩(wěn)定工作，保證信號(hào)的正常解調(diào)。本文提出的載波頻偏估計(jì)算法經(jīng)適當(dāng)?shù)膮?shù)修改后，也可適用于其他OFDM系統(tǒng)，而且具有一定的通用性。