APFC技術(shù)按照電感電流是否連續(xù)，可分為斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)、連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)和介于兩者之間的臨界導(dǎo)電模式(CRM)。CCM模式適合于較大功率輸出，控制較復(fù)雜，且存在二極管反向恢復(fù)的問題。DCM模式的輸入電流和輸出電壓的紋波比較大，因而開關(guān)損耗比較大，同時對負(fù)載有一定的影響。CRM模式既沒有斷續(xù)導(dǎo)電模式那么大的器件應(yīng)力，也不存在連續(xù)導(dǎo)電模式所具有的二極管反向恢復(fù)問題，且輸入平均電流與輸入電壓成線性關(guān)系。在中小功率(300 W以下)場合，采用臨界導(dǎo)電模式的功率因數(shù)校正具有比較大的優(yōu)勢。文中推出的APFC系統(tǒng)采用美國摩托羅拉公司生產(chǎn)的MC33262專用集成控制芯片，并使其工作于臨界導(dǎo)電模式(CRM)。

　　1 基于MC33262的APFC原理簡介

　　用于實(shí)現(xiàn)APFC變換器的拓?fù)潆娐酚蠦oost變換器、反激變換器和Boost-Buck變換器等，但由于Boost電路具有：有輸入電感，可減小對輸入濾波的要求；開關(guān)器件的電壓不超過輸出電壓值；容易驅(qū)動等特殊優(yōu)點(diǎn)，因此其應(yīng)用為廣泛，這里的設(shè)計主要基于Boost變換器。

　　目前，用于實(shí)現(xiàn)臨界導(dǎo)電模式的控制芯片有很多，由MC33262構(gòu)成的采用Boost變換器的APFC電路。MC33262原理框圖如圖1所示。

　　在圖1中，5腳是零電流檢測輸入端，接在變壓器二次側(cè)，因而檢測到的是電感電流，即外電源流入負(fù)載的電流。當(dāng)電感電流為零時，ZCD的輸出翻轉(zhuǎn)，將內(nèi)部的RS觸發(fā)器置“1”，7腳輸出高電平，使Q1導(dǎo)通。外電源通過橋式整流，使變壓器側(cè)和Q1導(dǎo)通，電流流過變壓器側(cè)，將電能儲存于電感中。當(dāng)電感電流增大到一定值時，Q1又關(guān)斷，這也是通過RS觸發(fā)器進(jìn)行控制的。1腳接PFC輸出電壓的分壓，該電壓經(jīng)EMP放大后，與由3腳輸入的電壓分壓值在MULT中相乘，MULT的輸出與由4腳輸入的Q1的電流比較。

　　當(dāng)輸入Q1的電流值大于MULT輸出的電流值時，OIC輸出電平翻轉(zhuǎn)，將RS觸發(fā)器置“0”，該電平由7腳輸出，關(guān)斷Q1。因此，MULT的輸出電流即通過Q1的電流的門限值，該門限值隨輸入電壓的變化而近似呈正弦規(guī)律變化。當(dāng)Q1關(guān)斷后，變壓器側(cè)的電流逐漸減小，當(dāng)此電流接近零時，又導(dǎo)致ZCD的輸出翻轉(zhuǎn)，將RS觸發(fā)器置“1”，Q1導(dǎo)通，重復(fù)以上過程。

　　當(dāng)負(fù)載突然關(guān)斷、啟動或輸出端出現(xiàn)浪涌時，會出現(xiàn)輸出電壓過高的情況，這時OVC會發(fā)揮保護(hù)作用。此時，過壓保護(hù)器的輸出電平發(fā)生翻轉(zhuǎn)，將RS觸發(fā)器置“0”，關(guān)斷Q1。器件內(nèi)設(shè)定的比較器門限電壓為1．08 V。欠壓鎖定的作用在于監(jiān)控電源正極電壓。當(dāng)8腳的電壓Vcc低于下限值時，UVLO輸出低電平，7腳也輸出低電平，關(guān)斷Q1。定時器的作用是在電感電流下降到零時啟動Q1。

　　2 系統(tǒng)主要技術(shù)指標(biāo)的設(shè)計

　　根據(jù)需要，設(shè)計了一個150 W PFC系統(tǒng)，其信號流程及信號波形如圖3所示。其主要參數(shù)為：交流輸入電壓范圍為175～265V；輸出功率為150 W，若Boost電路的提升電壓為400 V，則額定直流電流為375 mA；若轉(zhuǎn)換效率為η=90％，則額定輸入功率Pin=P0／η=167 W；開關(guān)頻率選為fmin=25 kHz；輸入偏移因子IDF=0．98；紋波峰一峰值為8 V。

　　3 電路主要參數(shù)的計算

　　3．1 電感L的計算

　　工作頻率條件下所需的電感值可通過式(1)求得：

　　式中：Vin為穩(wěn)壓輸人峰值電壓值；Pin為輸入功率值；fmin為開關(guān)頻率值。將主要參數(shù)代入式(1)得：

　　L=544μH

　　在該設(shè)計中取L=550μH。

　　3．2 輸入濾波電容的設(shè)計

　　輸入濾波電容的主要作用是濾除輸入端的高頻噪音，其容量很小。但如果其取值太小，很難較好地濾除輸入的高頻噪音，另一方面其取值又不能太大，否則會引起較大的輸入電壓偏移。

　　3．2．1 輸入濾波電容的下限值

　　輸入濾波電容的下限值由輸入濾波電容的紋波電壓決定，可用式(2)計算：

　　式中：△Vcin(max)為濾波電容的紋波電壓，一般情況下，該值可取小于輸入電壓峰值的5％。將主要參數(shù)代入式(2)得：

　　3．2．2 輸入濾波電容的下限值

　　輸入濾波電容的上限值由輸入偏移因子IDF決定，可用下式計算：

　　輸出電容的選擇不但要考慮容值，還要考慮電壓應(yīng)力，由于電路的響應(yīng)速度較慢，當(dāng)負(fù)載突然變輕時，可能會引起輸出電壓的過沖現(xiàn)象，考慮到一定裕量，它的耐壓可按大于輸出過壓保護(hù)點(diǎn)1．1VOVP來選取。在該電路設(shè)計中選擇Co=220μF，耐壓為450 V的電解電容。

　　3．4 功率開關(guān)管和輸出二極管的選擇

　　功率開關(guān)管與輸出二極管的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力都相同，下面分別計算兩者的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力。開關(guān)管和二極管的峰值電流：

　　開關(guān)管和輸出二極管的電壓應(yīng)力需考慮輸出過壓保護(hù)點(diǎn)，因此其電壓為：

　　在該電路設(shè)計中，選擇功率場效應(yīng)管IRF84．0作為開關(guān)管，其耐壓為500 V，電流為8 A；選擇快速恢復(fù)二極管MURl560作為輸出二極管，其耐壓為600 V，電流為15 A。

　　4 實(shí)驗(yàn)與結(jié)論

　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果(見圖4～圖7)顯示該AC／DC變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓400 V輸出；紋波峰一峰值在8 V以下；輸出額定功率達(dá)150 W；滿載下效率η=95％；功率因數(shù)λ≥0．99；輸入電流總諧波畸變D<6％。目前，這種具有APFC電路的控制器已應(yīng)用于電子鎮(zhèn)流器產(chǎn)品中。

　　5 結(jié) 語

　　由MC33262構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路外圍結(jié)構(gòu)簡單，電路元器件少，電路的體積和成本下降，提高了系統(tǒng)的可靠性。目前，這種APFC技術(shù)已經(jīng)在開關(guān)電源、電子鎮(zhèn)流器等諸多領(lǐng)域得到了應(yīng)用。該APFC電路采用峰值電流控制方式，屬于準(zhǔn)連續(xù)電流模式，MOS-FET開關(guān)頻率很高，這對EMI濾波電路的設(shè)計有較高的要求。不過該系列芯片與其他采用連續(xù)模式的APFC芯片相比有著較高的性價比，值得做進(jìn)一步完善研究。