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RF器件的鄰道泄漏比（ACLR）來(lái)源
clr是im3的函數(shù)。 aclr/imd模型為了了解rf器件的aclr來(lái)源可以對(duì)寬帶載波頻譜進(jìn)行模擬，相當(dāng)于獨(dú)立的cw副載波集合。每個(gè)副載波都會(huì)攜帶一部分總的載波功率。下圖所示就是這樣一個(gè)模型，連續(xù)rf載波由四個(gè)單獨(dú)的cw副載波模擬，每個(gè)副載波的功率為總載波功率的四分之一。副載波以相同的間隔均勻地分布于整個(gè)載波帶寬內(nèi)。圖1. 寬帶載波信號(hào)的副載波模型圖1中的綠線從左到右分別是副載波1、2、3和4。如果我們只考察左邊的兩個(gè)副載波(1和2)，可以考慮rf器件中的任意imd3失真引起的三階imd分量。三階失真表現(xiàn)為這兩個(gè)副載波兩側(cè)的低電平副載波，兩個(gè)“綠色”副載波左邊的第一個(gè)“紅色”失真分量是這兩個(gè)副載波的imd3失真結(jié)果。來(lái)自副載波1和3的imd3分量在與載波1間距相同的頻率處具有imd3失真分量。這在載波頻譜的左邊產(chǎn)生第二個(gè)“紅色” im分量。同樣，來(lái)自副載波1和4的imd3生成的失真分量距離載波邊緣更遠(yuǎn)。注意這里還存在其它的imd分量。副載波2和4產(chǎn)生的im3分量直接疊加在副載波1和2產(chǎn)生的imd分量上。這一累加效應(yīng)會(huì)使距離rf載波邊緣較近的i
基于ADS平臺(tái)不對(duì)稱Doherty功率放大器的仿真設(shè)計(jì)
摘要：為在高線性的前提下提高wcdma基站系統(tǒng)中功率放大器的效率，仿真設(shè)計(jì)了一款工作于2.14 ghz頻段不對(duì)稱功率驅(qū)動(dòng)的deherty功率放大器?；赼ds平臺(tái)，采用mrf6s21140h ldmos晶體管，通過(guò)優(yōu)化載波放大器和峰值放大器的柵極偏置電壓改善三階互調(diào)失真（imd3），同時(shí)通過(guò)調(diào)節(jié)輸入功率分配比例改善由于峰值放大器對(duì)載波放大器牽引不足導(dǎo)致的失配問(wèn)題，從而改善不對(duì)稱doberty功率放大器的輸出性能。仿真結(jié)果表明，當(dāng)載波放大器的柵極偏置電壓為2.84v,峰值放大器的柵極偏置電壓為0.85 v并且輸入功率比例為1:2.3,輸出功率為44 dbm時(shí)其功率附加效率（pae）為24.21%,imd3為-44.46 dbc,和傳統(tǒng)ab類平衡功率放大器相比pae提高了8.58%,imd3改善了6.98dbc. 對(duì)于現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)，多載波、寬帶、高傳輸速率已經(jīng)成為其發(fā)展的方向。隨著頻譜資源的日益緊張，為了在有限的帶寬內(nèi)傳輸更多的數(shù)據(jù)，在wcdma系統(tǒng)中采用bpsk和qpsk等非線性調(diào)制方式，系統(tǒng)的瞬時(shí)傳輸功率產(chǎn)生較高的峰均比，功率放大器需要通過(guò)較大的功率回退的方式來(lái)滿足系統(tǒng)對(duì)線性度的
一種新的用于射頻功率放大器的預(yù)失真器
中，并在ads中進(jìn)行雙音測(cè)試仿真，仿真電路框圖如圖5所示。本仿真試驗(yàn)中，主功放采用的是freescale公司的mrf9045射頻器件，矢量調(diào)節(jié)器由衰減器和相移器組成，用于調(diào)節(jié)失真信號(hào)的幅度和相位，使其與主功放產(chǎn)生的三階和五階交調(diào)分量在幅度上相等，而相位相差180°，以便最大限度地對(duì)消三階和五階交調(diào)分量。在ads中進(jìn)行雙音諧波平衡仿真（2－tone hb），以測(cè)試功率放大器的線性度。在不加預(yù)失真情況下，在該放大器輸出功率是5w時(shí)，失真較大，雙音交調(diào)imd3和imd5分別如圖6（a）所示。當(dāng)采用本文中的預(yù)失真技術(shù)后，imd3和imd5得到明顯改善，如圖6（b）所示。從仿真結(jié)果可以看到，在采用本文中的預(yù)失真技術(shù)后，imd3和imd5分別改善了14dbc和9dbc。 3 結(jié)語(yǔ) 在仿真試驗(yàn)中證實(shí)了本文預(yù)失真器的有效性。將其用于5w cdma射頻功率放大器中，雙音測(cè)試表明，imd3和imd5得到明顯改善，分別改善了14dbc和9dbc。本文介紹的用諧波發(fā)生器實(shí)現(xiàn)預(yù)失真的線
ADC需要考慮的交調(diào)失真因素
在有大信號(hào)的情況下可能掩蓋住小信號(hào)。在放大器、混頻器和其他射頻元件中，一般以三階交調(diào)截點(diǎn)（ip3）來(lái)表示三階交調(diào)失真積，如圖2所示。兩個(gè)頻譜純潔的音被應(yīng)用于該系統(tǒng)。單音的輸出信號(hào)功率（單位：dbm）以及三階積的相對(duì)幅度（以一個(gè)單音為基準(zhǔn)）表示為輸入信號(hào)功率的函數(shù)?；ū硎緸閳D中的slope = 1曲線。如果通過(guò)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)逼近系統(tǒng)非線性度，則信號(hào)每增加1 db,二階imd （imd2）幅度將增加2 db,如圖中slope = 2 曲線所示。類似地，信號(hào)每增加1 db,三階imd （imd3）幅度就增加3 db,如圖中slope = 3 曲線所示。在一個(gè)低電平雙音輸入信號(hào)和兩個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)下，則可以繪制出二階和三階交調(diào)失真線，如圖2所示（其原理是，一個(gè)點(diǎn)和一個(gè)斜率定義一條直線）。然而，輸入信號(hào)一旦達(dá)到某種水平，輸出信號(hào)就會(huì)開(kāi)始軟限制或壓縮。這里一個(gè)相關(guān)參數(shù)是1 db壓縮點(diǎn)。這就是輸出信號(hào)從一個(gè)理想的輸入/輸出傳遞函數(shù)壓縮1 db的點(diǎn)。在圖2中，該點(diǎn)處于理想斜率= 1線變成虛線與實(shí)際響應(yīng)表現(xiàn)出壓縮跡象（實(shí)線）之間的區(qū)域中。然而，二階和三階交調(diào)截線都可以延長(zhǎng)，與理想輸
探秘高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器的交流特性
。因此，電路實(shí)現(xiàn)的凈性能與轉(zhuǎn)換器選擇和設(shè)計(jì)其他方面（通常是時(shí)鐘產(chǎn)生電路和電路板布局）的品質(zhì)都有關(guān)系。為了解抖動(dòng)影響既定enob 最大信號(hào)頻率的程度，可分別來(lái)看1 ps 和2 ps 抖動(dòng)噪聲遠(yuǎn)超其他性能限制參數(shù)的兩個(gè)系統(tǒng)。整理公式4，我們可以針對(duì)既定抖動(dòng)計(jì)算產(chǎn)生指定enob（或snr）的最大信號(hào)頻率。表1. 對(duì)比抖動(dòng)時(shí)間相差兩倍的系統(tǒng) 5 失真積信號(hào)鏈內(nèi)的非線性造成了許多失真積，通常是hd2（第二諧波失真）、hd3（第三諧波失真）、imd2（二階交調(diào)失真）和imd3（三階交調(diào)失真）。線性電路內(nèi)的失真傾向于隨信號(hào)接近有源元件線性工作范圍的極限而逐漸增加。在代碼空間突然結(jié)束的adc 內(nèi)則不是這樣。因此，重要的是輸入跨度內(nèi)有足夠的范圍容納您要進(jìn)行低失真量化的預(yù)期輸入幅度，特別是在處理復(fù)雜寬帶信號(hào)時(shí)。最終，選擇標(biāo)稱輸入幅度是為了平衡信號(hào)跨度余量，避免限制優(yōu)化snr 的需要。顧名思義，諧波失真會(huì)產(chǎn)生數(shù)倍于信號(hào)頻率的信號(hào)偽像。相比之下，交調(diào)失真源自包含兩個(gè)或兩個(gè)以上頻率信號(hào)（事實(shí)上是任何復(fù)雜波形）的信號(hào)處理非線性，從而產(chǎn)生輸入頻率之和或差。在窄

NS推出ADC12Dxx00RF系列ADC
美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司（ns）宣布推出全新系列模數(shù)轉(zhuǎn)換器（adc），新產(chǎn)品實(shí)現(xiàn)了業(yè)界首次對(duì)超過(guò)2.7 ghz射頻信號(hào)的直接采樣，同時(shí)具有-71dbc的三階互調(diào)失真（imd3）性能和高達(dá)每秒3.6千兆次（gsps）的采樣速率。 adc12dxx00rf系列包括五個(gè)12位adc，有助于系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員省去多個(gè)中間頻率（if）下變頻段部件，包括放大器、混頻器和濾波器等。用一個(gè)adc12dxx00rf可以取代整個(gè)無(wú)線電信號(hào)路徑子系統(tǒng)，大大降低3g/4g無(wú)線基站以及微波回程、軍事和寬帶軟件無(wú)線電（sdr）應(yīng)用的材料清單（bom）成本，減小了電路板尺寸和重量。美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司高速信號(hào)路徑部營(yíng)銷總監(jiān)jon baldwin表示：“無(wú)線電設(shè)計(jì)人員正在尋求新的方法來(lái)增加無(wú)線容量，同時(shí)降低成本、尺寸和重量?；谏漕l采樣adc的架構(gòu)提供了上述優(yōu)勢(shì)，但一直以來(lái)人們都認(rèn)為這項(xiàng)技術(shù)距離實(shí)際應(yīng)用還要幾年時(shí)間。憑借其空前的高頻動(dòng)態(tài)范圍和業(yè)內(nèi)最高的采樣速率，adc12dxx00rf系列adc為客戶提供了一種核心技術(shù)，使他們可以開(kāi)發(fā)直接射頻采樣無(wú)線電?！?作為美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司領(lǐng)先的gsps adc系列的新一
全新16位ADC驅(qū)動(dòng)器大幅提高LTE基站動(dòng)態(tài)覆蓋范圍
.7%。由4g/lte帶來(lái)的資本投資增長(zhǎng)預(yù)計(jì)至少將持續(xù)到2014年。與此同時(shí)，ti高性能模擬產(chǎn)品亞太市場(chǎng)業(yè)務(wù)拓展經(jīng)理程偉健說(shuō)：“中國(guó)、印度和拉丁美洲正在加速推動(dòng)3g基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)，中國(guó)還在積極開(kāi)發(fā)lte基站。” 對(duì)于3g和lte基站制造商而言，誰(shuí)能開(kāi)發(fā)出動(dòng)態(tài)覆蓋范圍更大的基站，誰(shuí)的產(chǎn)品在無(wú)線運(yùn)營(yíng)商那里就更有競(jìng)爭(zhēng)力。那么，今天哪些因素在影響3g/4g基站的這一性能呢？最大的問(wèn)題是今天的3g和lte基站都是多載波系統(tǒng)，信號(hào)頻帶之間的間隔越來(lái)越小，這導(dǎo)致信號(hào)的諧波失真和三階互調(diào)失真imd3非常接近所需的信號(hào)，有時(shí)候甚至位于帶內(nèi)，非常難以濾除，因此對(duì)3g/lte基站開(kāi)發(fā)人員而言，imd3是一個(gè)重大設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。解決這一難題的一個(gè)有效方法就是想法將imd3的幅度降到噪聲幅度，即-100dbc以內(nèi)，這樣它就不會(huì)對(duì)整體系統(tǒng)的信噪比(snr)產(chǎn)生明顯影響。幸運(yùn)的是，最近ti推出的一款支持+6db增益的高線性度、低失真、全差動(dòng)運(yùn)算放大器ths770006可以使得imd3達(dá)到-107dbc，從而可以實(shí)現(xiàn)業(yè)界最高的接收器動(dòng)態(tài)覆蓋范圍。 ths770006可實(shí)現(xiàn)中頻(if)高達(dá)200mh
NXP提供新款數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器滿足市場(chǎng)應(yīng)用需求
/耦合器、亞光的射頻開(kāi)關(guān)等，力爭(zhēng)解決客戶的成本壓力。 nxp高性價(jià)比dac1405d750、dac1408d750、adc111xd125可完全滿足當(dāng)前應(yīng)用的需求。dac1405d750是一顆14位雙通道dac，可以進(jìn)行4倍或8倍插值，插值之后最大速率可以達(dá)到750msps，適用于多載波發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)，功能與ad9788,dac5688一樣，自帶nco，內(nèi)嵌pll以及內(nèi)部信號(hào)處理方便設(shè)計(jì)使用。nxp demo測(cè)試結(jié)果表明sfdr在fs=737.28msps@153.6mhz時(shí)為84dbc, imd3在78dbc之上，nsd小于-155dbm/hz，其性能非常優(yōu)異，尤其表現(xiàn)在sfdr、imd3以及功耗上面。這些指標(biāo)無(wú)疑能夠很大程度滿足設(shè)計(jì)需求。dac1405d750因其內(nèi)部結(jié)構(gòu)可滿足當(dāng)前多載波寬帶功放dpd的應(yīng)用，對(duì)于當(dāng)前主流的功放的dpd方案完全可以完美考慮到imd5。 dac1408d750是一顆具有jesd204a串口的雙通道14位dac，特性與dac1405d750一致。創(chuàng)新的采用了jesd204a串口，大幅減少了數(shù)據(jù)線的數(shù)量，直接減少pcb層數(shù)，縮小面積。另外因串口自身特性
自適應(yīng)前饋射頻功率放大器設(shè)計(jì)
檢測(cè)到的功率最小，這時(shí)，就可以認(rèn)為線性信號(hào)與非線性信號(hào)具有了相同的載波輸出功率。而后，再對(duì)兩路信號(hào)分別進(jìn)行包絡(luò)檢測(cè)，提取包絡(luò)差值信號(hào)，將此包絡(luò)差值信號(hào)作用于矢量調(diào)制器2，即不斷調(diào)節(jié)小最終使帶外互調(diào)失真信號(hào)減至最小，這時(shí)就會(huì)獲得高線性度的輸出信號(hào)。 3．2 計(jì)算機(jī)仿真應(yīng)用一個(gè)峰值功率為180w的ldmos場(chǎng)效應(yīng)晶體管在計(jì)算機(jī)仿真系統(tǒng)上設(shè)計(jì)了一個(gè)25 w的功率放大器，并對(duì)其輸入兩個(gè)頻率間隔為1mhz的載波信號(hào)，用以產(chǎn)生三階及五階互調(diào)失真信號(hào)。圖3為在未采用自適應(yīng)前饋技術(shù)時(shí)信號(hào)的輸出情況。此時(shí)imd3只能達(dá)到-55dbc左右，imd5只能達(dá)到-56dbc左右，而圖4則是采用該項(xiàng)技術(shù)后信號(hào)的輸出情況。此時(shí)imd3可達(dá)到-72 dbc左右，imd5可達(dá)到-76dbc左右，其改善程度顯而易見(jiàn)。 4.結(jié)束本文采用自適應(yīng)前饋技術(shù)并給合包絡(luò)檢測(cè)技術(shù)來(lái)設(shè)計(jì)射頻功率放大器。由于該項(xiàng)技術(shù)考慮到實(shí)際中可能遇到的問(wèn)題，從而對(duì)復(fù)雜問(wèn)題進(jìn)行簡(jiǎn)化，不僅從理論上，而且從實(shí)踐上證實(shí)了他的可實(shí)現(xiàn)性。計(jì)算機(jī)模擬仿真試驗(yàn)表明：這種自適應(yīng)前饋技術(shù)的確能夠有效的改善功率放大器的非線性失真。當(dāng)然
Linear推出1GHz和2GHz全差分放大器實(shí)現(xiàn)高速ADC性能
凌力爾特公司推出 adc 驅(qū)動(dòng)器 ltc6400-20 和 ltc6401-20，這兩款器件用單 3v 電源實(shí)現(xiàn)了前所未有的性能。這些全差分放大器含有增益設(shè)置電阻，減輕了驅(qū)動(dòng)最高性能高速 adc 的難度。ltc6400-20 具有 20db 的固定增益，在輸入頻率為 140mhz 時(shí)，具有 -93dbc 的 3 階互調(diào)失真（imd3）性能，噪聲指數(shù)為 6.5db。在 240mhz 時(shí)，imd3 好于 -70dbc。這個(gè)系列固定增益為 8db 至 26db 的其它器件將陸續(xù)推出。 ltc6400-20 采用 3v 電源電壓工作就可實(shí)現(xiàn)這種卓越的性能，并提供擺幅為 4.4vp-p 的差分輸出電壓。這除了最大限度地降低了功耗，在采用最新的 3v 和 3.3v adc 應(yīng)用中，可以去除對(duì)單獨(dú) 5v 電源的需求。為了進(jìn)一步簡(jiǎn)化至高速 adc（例如：ltc2208）的連接，一個(gè) vocm 引腳將 ltc6400-20 的輸出共模電壓設(shè)定得與 adc 的輸入范圍相匹配。一個(gè)可選片內(nèi)濾波器有助于處理流水線型 adc 的容性輸入特性所共有的電荷注入。輸入可以 ac 或 dc 方式耦合。

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