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p組成的取樣電路提供的反饋電壓uf和5.1v基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較,產(chǎn)生誤差電壓ur;再將ur和uj做比較(見圖),獲得pwm信號,該信號經(jīng)或非門驅(qū)動dmos功率管,最后利用外接的l、vd、c構(gòu)成的降壓輸出電路,得到穩(wěn)定輸出電壓。在圖2中,將輸入ui加到鋸齒波發(fā)生器上,目的是提供一個前饋信號,使器件在很寬的輸入電壓范圍內(nèi)具有良好的穩(wěn)壓性能。 2.4 關(guān)鍵外圍元件參數(shù)選擇 當(dāng)開關(guān)頻率f取100khz、200khz、500khz,定時電阻rj取16kω時,定時電容cj分別取4.7μf、2.2μf、680pf。輸出電壓： u0=(r1＋rp1＋r2)×5.1/r2(v) 式中r2一般取47kω,r1取≥20ω,電位器rp取值視輸出電壓的大小和調(diào)整范圍而定,最大不超過40kω。開關(guān)頻率f和自舉電容cb的對應(yīng)關(guān)系如下：100khz、0.33μf;200khz、0.22μf;500khz、0.1μf。儲能電感l(wèi)一般取（40～150）μh[2][3]。電源的效率和輸出電壓uo的關(guān)系是當(dāng)uo≥22v時,f=500khz,η=92％;f=200khz,η=94％;f=100khz,η=95％[
7 k 歐姆。 設(shè)置電容 cz 以獲得更多的交叉相位裕量，其可以被設(shè)置為交叉頻率 (fc) 以下十倍頻程。 就本設(shè)計而言，cz 使用了 10nf 的標(biāo)準(zhǔn)電容值。 這樣便給 gc(f) 反饋電路設(shè)置了一個極點，用于抵消 fc 以后 gco(f) 中輸出電容 esr 帶來的相位增益。這有助于維持穩(wěn)定性，從而確保電壓環(huán)路交叉以后增益不斷滾降。 為了確保在雙極點頻率之前增益滾降，需將補(bǔ)償器極點頻率設(shè)置為兩倍交叉頻率。為了對這種電壓環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，cp 需使用標(biāo)準(zhǔn)的 680pf 電容。 cp 使用標(biāo)準(zhǔn)的 470 pf 電容。 給 gc(f) 選擇補(bǔ)償元件以后，使用網(wǎng)絡(luò)分析儀仔細(xì)檢查電壓環(huán)路，并在需要的情況下對其進(jìn)行調(diào)節(jié)。利用下列幾幅圖和網(wǎng)絡(luò)分析儀在 60w 和 600w 下測量電壓環(huán)路 tv(f)。這些圖顯示，電壓環(huán)路在 600w 負(fù)載約 3.8 khz 處交叉 (fc)，并具有 110 度交叉相位裕量。60w負(fù)載時，tv(f)約在5 khz處交叉，且具有45度以上的fc相位裕量。10% 負(fù)載的電壓環(huán)路在低于設(shè)計目標(biāo)的 1 khz 處交叉。然而，環(huán)
的發(fā)送信號能量有可能直接進(jìn)入接收電路，它要比回波大得多，因此前級放大器會飽和，電路工作不穩(wěn)定。為此，接收信號放大器的輸入端要接入一對互為反向的二極管進(jìn)行箝位，以保護(hù)后面的放大電路。 3．2 帶通濾波器 在此采用無限增益多路反饋型濾波電路，它是一個由賦以多路反饋的理論上具有無限增益的運算放大器構(gòu)成的濾波電路。圖4所示是由單一運算放大器構(gòu)成的無限增益多路反饋二階帶通濾波電路的基本結(jié)構(gòu)。 濾波器參數(shù)為： 無限增益多路反饋型濾波電路由于沒有正反饋，故穩(wěn)定性高。為計算方便，可先選定c1＝c2＝680pf，ap＝6，q＝3，由以上方程聯(lián)立得：r3=47kω，r1=47kω，r2=2kω。由于采用單電源供電，所以要在放大器正極抬高一個電平。在此用mc7805將電源電壓轉(zhuǎn)換成5v以提供偏置。濾波器的輸出再通過一級放大后接采集卡進(jìn)行a／d采樣。 4 實驗結(jié)果與結(jié)論 對前面設(shè)計的電路進(jìn)行了超聲測距實驗。此實驗應(yīng)用ni公司的數(shù)據(jù)采集卡6024e采集數(shù)據(jù)。6024e是擁有模擬、數(shù)字、時鐘i/o口的高性能多功能板卡，采用的是pci總線。最大采集速率為200khz，使用daq-stc計數(shù)器芯片。包括三個定時
c)-5cin和chp：基站從射頻卡讀人的是經(jīng)過125khz載波調(diào)制后的信號，它通過cin電容耦合輸入到input(4)管腳，經(jīng)過低通濾波器、放大器、施密特觸發(fā)器等幾個環(huán)節(jié)后，在output(2)管腳輸出解調(diào)后的信號。低通濾波器的截止頻率由fosc決定，一般為fosc／18。input管腳的耦合電容cin以及hipass(16)管腳的去耦電容chp的值決定了解調(diào)電路的高通特性，有利于更進(jìn)一步濾除無用及干擾信號。cin和chp的值依射頻卡的數(shù)據(jù)傳輸波特率的不同而不同，波特率為fosc／32時分別為680pf和100nf。chp與下限截止頻率的關(guān)系如下：fcut=1/(2×π×chp×ri)式中，ri=2．5kω。需要注意的是，output管腳輸出的信號只是經(jīng)過了解調(diào)，并沒有解碼。解碼任務(wù)要通過單片機(jī)編程完成。2．3 串口通信模塊主要由max232cpe構(gòu)成，用作at89s52的串行通信接口(sci)的ttl電平和計算機(jī)串口的rs232電子之間的轉(zhuǎn)換。計算機(jī)通過該串口通信模塊可以給at89s52發(fā)送讀、寫卡等命令，at89s52通過該串口通信模塊把讀卡結(jié)果回送給計算機(jī)。
，外接一個電阻和電容； 4腳，vss：電源地； 5~36腳，s1~s32：lcd驅(qū)動輸出； 37、38腳，bp1和bp2：背光驅(qū)動； 39腳，data：串行數(shù)據(jù)輸入線； 40腳，dlen： 數(shù)據(jù)輸入允許（dlen=1，允許輸入；dlen=0，禁止輸入）。 二、內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理 pcf2111ct內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2所示。 內(nèi)部電路主要包括振蕩分頻器、移位寄存器、鎖存和驅(qū)動顯示電路、總線控制電路、模擬電壓產(chǎn)生電路、字符段驅(qū)動電路。該模塊內(nèi)置集成了振蕩電路，所以在引腳3與引腳2（電源）之間跨接一個680pf電容，與4腳（地）之間跨接一個1m歐姆的電阻電路就可以起振，經(jīng)過分頻器送給鎖存和驅(qū)動電路工作脈沖。外部輸入信號clb、dlen、data送到總線控制器。data信號的另一路送至串行入/并行出移位寄存器，總線控制器負(fù)責(zé)移位寄存器的清零；總線控制器還控制鎖存驅(qū)動電路對移位寄存器的并行讀?。╞）和輸出驅(qū)動（a）。字符段驅(qū)動電路收到信號后轉(zhuǎn)換電平，提高驅(qū)動負(fù)載能力，送至lcd顯示。 三、工作時序 如圖3所示：dlen數(shù)據(jù)輸入控制信號高電平有效；當(dāng)dlen高電平時，同步時鐘clb輸入起始脈沖，同時
28×10×10 ×10≈0.015μf 已知fc=1khzr=3kω則3分貝的電容值為: c≈1/6.28fcr =1/6.28×10×10 ×10 ≈0.015μf 已知：fh=200khz,fl=15khz輸入阻抗為10，輸出阻抗為5kω∵輸入端和輸出端要阻抗匹配∴令rl=10kω,rb=5kω,若按3分貝公式計算，則c≈(rl+rb)/6.28fhrlrb=(10+5)×10/6.28×200×10×10×5×10=240pfc2≈1/6.28×15×10×(10+5)10≈680pf 特點 rc濾波器適用于濾除音頻信號的一種簡單濾波器，由于電容器的電抗隨頻率升高而減小，所以若串臂接電容c，并臂接電阻r就構(gòu)成了高通濾波器 低通濾波器的串臂接電阻r，并臂接電容c，由于電容器的容抗隨頻率升高而減小，所以信號的高頻成分不能通過濾波器 fl為下限截止頻率，fh為上限截止頻率，通常fh>10fl以上，才能避免組合電路之間的顯著干擾 由于單級rc濾波器的過濾特性緩慢，若要暗加過濾特性的陡度可使用多級的rc濾波器，由圖可見，每增加一級rc濾波器，其截
m，r42、r46：9．1k，r44：4．3k，r45：5．1k，r51：100k。電阻型號均采用rtx-0．125w即可。電位器rpl：4．7k，rp2：150ω，rp3：680ω，rp4：2．2kω。電容cl、c3、c7、cl5、cl6、c26～c29：0.047pf，c2、cl9、c30：0．1μf，c4：510pf，c5、c8、c9、c20、c21～c24：5μf30v，c6：2400pf，cl0(調(diào)測時選用)，cll、cl4、cl7、c21、c25，參考下表，cl2：20pf，cl3：680pf，cl7：5500pf，cl8，c31、c32：50μf30v，c33、c34：0．22μf。二極管vdl、vd2、vd5、vd7～vdll、vdl4、vdl5：2ckl8或2ck72c，vdl2、vdl3、vdl7、vd20：2cpl4。穩(wěn)壓管vd3、vdl6：2cw5(工作電流6ma，穩(wěn)壓12．5±0．5v)，vd4：2cwl4(電壓6.8±0.2v)，vdl9：2dw7c。變?nèi)荻O管vd6i 2cc5。發(fā)光二極管vdl8：bt-201。三極管vtl、vt4～vt6、vt8～vtl0：3dg
r=1/6.28×10×10 ×10≈0.015μf 已知fc=1khzr=3kω則3分貝的電容值為: c≈1/6.28fcr =1/6.28×10×10 ×10 ≈0.015μf 已知：fh=200khz,fl=15khz輸入阻抗為10，輸出阻抗為5kω∵輸入端和輸出端要阻抗匹配∴令rl=10kω,rb=5kω,若按3分貝公式計算，則c≈(rl+rb)/6.28fhrlrb=(10+5)×10/6.28×200×10×10×5×10=240pfc2≈1/6.28×15×10×(10+5)10≈680pf特點rc濾波器適用于濾除音頻信號的一種簡單濾波器，由于電容器的電抗隨頻率升高而減小，所以若串臂接電容c，并臂接電阻r就構(gòu)成了高通濾波器低通濾波器的串臂接電阻r，并臂接電容c，由于電容器的容抗隨頻率升高而減小，所以信號的高頻成分不能通過濾波器fl為下限截止頻率，fh為上限截止頻率，通常fh>10fl以上，才能避免組合電路之間的顯著干擾由于單級rc濾波器的過濾特性緩慢，若要暗加過濾特性的陡度可使用多級的rc濾波器，由圖可見，每增加一級rc濾波器，其截止頻率上的分貝衰減量將增加16db注明上述公
由max2015構(gòu)成射頻信號接收強(qiáng)度指示儀的電路如圖所示。射頻信號經(jīng)過耦合電容c1接in+端，in-端經(jīng)耦合電容c2接地。in+、in-端內(nèi)部的50ω電阻，可實現(xiàn)與50mhz～3．0ghz射頻電路的匹配。c1、c2的容量均為680pf。c3、c4為電源退耦電容。將out、set端互相短接，max2015就進(jìn)入檢測模式。out端的輸出電壓uo送至數(shù)字電壓表顯示出所接收射頻信號的強(qiáng)度。 來源:與你同行
由max2015構(gòu)成射頻信號接收強(qiáng)度指示儀的電路如圖所示。射頻信號經(jīng)過耦合電容c1接in+端，in-端經(jīng)耦合電容c2接地。in+、in-端內(nèi)部的50ω電阻，可實現(xiàn)與50mhz～3．0ghz射頻電路的匹配。c1、c2的容量均為680pf。c3、c4為電源退耦電容。將out、set端互相短接，max2015就進(jìn)入檢測模式。out端的輸出電壓uo送至數(shù)字電壓表顯示出所接收射頻信號的強(qiáng)度。 來源:與你同行
關(guān)于lm567.html">lm567的一些問題？？？ 用兩塊lm567做音頻信號調(diào)制解調(diào)收發(fā)時，我在5腳和6腳之間加4k左右的電阻，6腳和7腳之間加680pf的電容，2腳接地電容為10000pf非電解電容。 2腳不輸入音頻信號的時候可以鎖?。?腳為低電平），當(dāng)2腳輸入音頻信號以后，8腳就不穩(wěn)定了，電平時高時低，這是怎么一回事呢，難道識別帶寬還不夠嗎？（輸入3腳的調(diào)制后的信號電壓大約在200mv左右。2接一個輸出方向的電解電容1uf。1腳接地電容10uf。）
/2.5a和±12v各0.6a輸出。想設(shè)置振蕩頻率成500khz。所以振蕩參數(shù)是：uc3842的⑧腳到④腳rt電阻10kω，④腳到地ct是200pf；開關(guān)電源變壓器選用ei-38磁芯，變壓器初級線圈繞φ0.25mm線徑29匝，反饋繞組φ0.25mm線徑5匝，6v這一組用3股φ0.25mm線繞2匝，±12v這一組φ0.25mm線繞10匝,中心抽一個頭出來。 板子做出來了，變壓器繞好了，元件裝上去，卻發(fā)現(xiàn)電源始終工作不起來，查元件查了兩個星期了，一點問題都沒有，上述200pf我換成330pf、680pf都不行。我現(xiàn)在懷疑變壓器有問題，請做過的朋友指點一下吧！多謝了！
我用的變壓器就是ee型，而且氣隙是在中心柱磨的 好像又找到了另一個重要原因，mosfet的輸出電容是不是影響很大？由于申請的樣片si4436還沒到，我用irf7413替代試驗的，而irf7413的coss為680pf，qg最大為79nc；si4436的coss為90pf，qg最大為32nc；振蕩是不是和這個也有關(guān)呢？
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