在電子電路設計領域，共射放大電路是一種基礎且重要的電路結(jié)構。想要大概了解共射放大電路的原理，通過幾行數(shù)學推導即可實現(xiàn)。然而，真正設計好一個共射放大電路卻并非易事。此前的幾篇文章已對共射放大器的基礎問題進行了討論，有了這些基礎概念，便可以著手進行電路設計了。下面將詳細總結(jié)共射放大器的設計步驟。

圖 1. 相關示意圖片

設計要求

以阻容耦合共射放大電路為例，對于輸入峰峰值為 2V 的 1kHz 正弦信號，負載為 100kohm，需要設計一個放大倍數(shù)為 5 倍的電路。

圖 2. 阻容耦合共射放大電路示例

設計思路和步驟

1. 選定供電電壓 VCC：在電路設計中，供電電壓的選擇至關重要。供電電壓過高會導致功耗增大，因此在可能的情況下，應盡量降低供電電壓以實現(xiàn)低功耗。在放大電路中，最小供電電壓取決于輸入信號的幅度和放大倍數(shù)。例如，要將 2Vpp 的信號放大 5 倍，極限 VCC 需要大于 10.5V（其中 0.5V 為 V_ces 和 V_Re）。供電電壓余量越大，設計壓力越小。這里我們選取常見的 15V 電壓作為 VCC。
2. 設計 Rc 的取值：需根據(jù)負載電阻大小設定共射放大電路的輸出阻抗 Rc。在電路設計中，電阻取值需要綜合權衡。如果電阻越大越好，那不如開路；如果越小越好，那不如短路。Rc 越小，輸出阻抗越小，帶上負載后放大倍數(shù)越穩(wěn)定。但 Rc 越小，放大電路的靜態(tài)功耗越大，即不帶負載時 “白白” 消耗掉的功率。綜合考慮負載情況，將 Rc 設定為負載 100kohm 的十分之一，這樣 90% 的電壓會加到負載上，對放大倍數(shù)影響不大，故 Rc = 10kohm。
3. 設計 Re 的取值：根據(jù)放大倍數(shù)公式 A = -Rc/Re，已知放大倍數(shù)為 5，可計算得出 Re = 2kohm。
4. 設計輸入信號偏置電壓的大?。汗采浞糯箅娐肥欠聪蚍糯螅斎胄盘柕闹绷髌茣绊戄敵鲂盘柕奈恢?。輸入信號的直流偏移越高，輸出信號越偏下方；輸入信號偏移越低，輸出信號越偏上方。如無特殊要求，可將輸出信號置于電源軌正中央的位置，這樣可以獲得最大不失真增益。

根據(jù)直流等效電路以及 Vc = 7.5V，可以反推出輸入信號的直流偏移 Vb。這里我們?nèi)∑秒妷?Vb = 2.2V。

圖 4. 直流等效電路示意

5. 設計 R1、R2 的大?。河捎谛枰ㄟ^ 15V 分壓得到 2.2V，分壓電阻的配比有無數(shù)種可能。一般來說，電阻越大，功耗越低，輸入阻抗越高。但由于分壓電阻網(wǎng)絡還存在一個分支流過三極管的 B 極，所以 R2 必須足夠小，以忽略流過這個支路的電流。按 beta = 100 來計算，支路的等效電阻為 100 * Re = 200kohm。因此，這里選取 R2 = 20kohm，遠小于支路等效電阻。根據(jù) R2 為 20kohm，計算出 R1 = 116kohm。由于 116kohm 在 E24 系列中沒有，取最接近的 R1 為 120kohm。這樣會帶來一點直流誤差，但由于 VCC 余量比較大，些許誤差不會產(chǎn)生太大影響。
6. 電解電容 C1 和 C2 的選擇：電解電容必須對交流信號的阻抗接近 0。換句話說，電解電容的取值大小與信號頻率有關。

圖 5. 電容 C1 相關電路示意
從濾波器的觀點來看，電容 C1 和 R1 || R2 || beta * Re 構成了高通濾波器。只要保證高通濾波器截止頻率低于信號頻率的 1/10，就可以認為對輸入信號阻抗為 0，這里取 C1 = 120nf。

圖 6. 電容 C2 相關電路示意
同樣，電容 C2 與負載 RL 構成高通濾波器，只要保證高通濾波器截止頻率低于信號頻率的 1/10，就可以認為對輸出信號阻抗為 0，這里取 C2 = 20nf。

圖 7. 電容 C2 與負載 RL 構成的高通濾波器示意

仿真驗證

經(jīng)過上述六個步驟，共射放大電路的設計就完成了。接下來需要建立仿真模型進行驗證。

圖 8. 共射放大電路仿真模型
仿真結(jié)果如下：

圖 9. 共射放大電路仿真結(jié)果
通過仿真驗證，可以檢查設計的共射放大電路是否滿足設計要求。如果不滿足，需要對設計參數(shù)進行調(diào)整，直到達到滿意的效果。在實際應用中，還需要考慮電路的穩(wěn)定性、噪聲等因素，以確保電路的性能和可靠性。