對(duì)于車(chē)載充電器 （OBC） 的 DC-DC 級(jí)，文獻(xiàn)中 LLC 和 LLC 衍生的雙向諧振轉(zhuǎn)換器拓?fù)涫鞘走x。已經(jīng)實(shí)施了改變直流總線電壓等方法，以確保 DC-DCstage 轉(zhuǎn)換器處于諧振狀態(tài)。但是，這些轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋵?duì)整體 OBC 設(shè)計(jì)有一定的限制和影響，本文將對(duì)此進(jìn)行介紹。
　　典型的 OBC 架構(gòu)具有一個(gè)雙向前端 AC-DC 級(jí)，后跟一個(gè)隔離式雙向 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，為高壓電池充電。設(shè)計(jì)人員必須滿足整個(gè)電網(wǎng)和電池電壓范圍的性能、效率和功率密度目標(biāo)。對(duì)于 AC-DC 級(jí)，圖騰柱 PFC 是首選解決方案。充電算法在 DC-DC 階段實(shí)現(xiàn)。DC-DC 在高頻下切換，需要雙向軟開(kāi)關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即使使用寬帶隙器件也是如此。
　　相移全橋是一種合適的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但存在零電壓開(kāi)關(guān) （ZVS） 范圍受限、獲得 ZVS 的占空比丟失、次級(jí)器件緩沖器等問(wèn)題。雙有源橋也與 ZVS 一起工作，但在固定輸出方面具有最佳性能。對(duì)于高功率，諧振轉(zhuǎn)換器是首選，因?yàn)樗鼈冊(cè)谒衅骷刑峁┸涢_(kāi)關(guān)，即使在高頻和低 EMI 下也是如此。其他額外的優(yōu)勢(shì)是元件數(shù)量少、利用變壓器漏感進(jìn)行諧振以及無(wú)需緩沖器/箝位電路?；?MOSFET 的整流器使轉(zhuǎn)換器成為雙向的。本文介紹了 LLC 和 LLC 衍生轉(zhuǎn)換器的 OBC 設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。
　　用于 OBC 的 CLLLC 面臨的挑戰(zhàn)
　　具有固定 [1] 和可變直流總線電壓 [3]、[4] 的 CLLLC 已被證明是雙向 DC-DC 的一種有吸引力的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。但是，在 OBC 中使用時(shí)，這些拓?fù)鋾?huì)帶來(lái)一些挑戰(zhàn)，本節(jié)將對(duì)此進(jìn)行介紹。
　　輸出調(diào)節(jié)和損耗 – 固定直流鏈路　　對(duì)于 OBC，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率來(lái)支持寬輸出范圍。不同開(kāi)關(guān)頻率下的諧振電路電流如圖 2.1 所示。對(duì)于所有情況，都可以實(shí)現(xiàn)主設(shè)備的 ZVS 打開(kāi)，但很難關(guān)閉。

　　不同開(kāi)關(guān)頻率的諧振電路電流
　　圖 2.1：不同開(kāi)關(guān)頻率下的諧振電路電流
　　開(kāi)關(guān)頻率提高到諧振以上，以支持在低電池電壓下充電。諧振周期被下一個(gè)半周期打斷，初級(jí) MOSFET 以更高的電流和損耗關(guān)閉。由于提供了最大輸出電流，因此整流器中的導(dǎo)通損耗與標(biāo)稱輸出相同。整流二極管是硬換向的，這會(huì)增加 EMI。
　　通過(guò)低于諧振的開(kāi)關(guān)來(lái)獲得增強(qiáng)動(dòng)作。諧振周期完成，諧振電路電流等于磁化電流，直到周期結(jié)束。磁化電流和關(guān)斷損耗較高，但在一定程度上被較低的頻率補(bǔ)償。電橋中的循環(huán)磁化電流即使在輕負(fù)載下也會(huì)導(dǎo)致高導(dǎo)通損耗。整流器電流是不連續(xù)的，所需的輸出濾波器電容值更高。[1] 中 6.6kW、[2] 3.5kW 和 [3] 中 6.6kW 充電模式的實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示了不同輸出電壓下的效率趨勢(shì)。發(fā)生諧振作的輸出的效率處于峰值。放電模式的行為也保持不變。對(duì)于較低的電壓，在所有 3 種情況下效率都較低。即使對(duì)于在 [1] 中使用 SiC 和 [3] 在 GaN 的設(shè)計(jì)，在最低和標(biāo)稱電池電壓下的效率差異也大于 1%。
　　組件選型 – 可變直流鏈路
　　[3] 和 [4] 中的可變直流鏈路方法對(duì)于保持電路在諧振周?chē)\(yùn)行非常有吸引力。在整個(gè)電池電壓范圍內(nèi)，效率數(shù)字接近 98%。在 [3] 中，直流總線電壓在 520V 到 840V 之間變化，以保持 DC-DC 級(jí)處于諧振狀態(tài)。
　　可變直流鏈路對(duì) PFC 級(jí)的影響
　　PFC 級(jí)設(shè)計(jì)用于最大 840V 輸出，即使在 LF 支路中，SiC 也只是一個(gè)合適的設(shè)備。在布局和元件選擇時(shí)，需要特別注意 840V 的高 dV/dt。共模電流可以通過(guò)隔離電容進(jìn)入控制電路。必須使用具有非常高 CMTI 的隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器和隔離放大器，這會(huì)增加成本。EMI 水平也會(huì)上升，并且輸入中需要重型濾波器。
　　最小升壓 PFC 電感取決于輸出電壓
　　如果需要限制 ΔL-max，則 840V 輸出的電感值會(huì)更高。為了保持較低的損耗，必須通過(guò)增加磁芯尺寸來(lái)減小磁芯中的磁通擺動(dòng)。它也優(yōu)選單層繞組，開(kāi)始和結(jié)束繞組之間沒(méi)有重疊。所有這些因素都會(huì)增加電感的成本和尺寸。
　　PFC 輸出電容器組受要支持的最大電壓的嚴(yán)重影響。市售的咬接式電解電容器在 450V 時(shí)具有高電容和紋波電流，適用于 400V 輸出應(yīng)用。在[5]中，4 個(gè)直徑為 35mm 的 680uF 450V 電容器并聯(lián)用于 400V 輸出的 6.6kW PFC。在 [6] 中，電容器組由 20 個(gè)電容器的串并聯(lián)組合組成，每個(gè)電容器的額定電壓為 220uF 400V，比固定直流輸出類(lèi)型多消耗 32% 的 PCB 面積。進(jìn)一步的串聯(lián)需要電壓平衡網(wǎng)絡(luò)。額外尺寸的電容器補(bǔ)償了 DC-DC 級(jí)中通過(guò)諧振和軟開(kāi)關(guān)現(xiàn)象在整個(gè)電池范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)的功率密度增益。
　　快速開(kāi)關(guān) SiC 橋需要一個(gè)非常小的功率環(huán)路，該電路通過(guò)緊密放置的 MLCC 去耦電容器來(lái)實(shí)現(xiàn)，該電容器可與 X7R 電介質(zhì)一起使用。電容與偏置電壓有很大關(guān)系。對(duì)于 1kV 100nF 部分，在 400V 以上工作時(shí)，電容降至 30nF 以下。這需要電容器并聯(lián)，并增加成本和 PCB 面積。
　　輸出軟啟動(dòng)和短路保護(hù)
　　輸出軟啟動(dòng)對(duì)于限制負(fù)載和未充電濾波電容器吸收的啟動(dòng)電流至關(guān)重要。對(duì)于軟啟動(dòng)，一些模擬控制器以初始頻率作為諧振頻率的倍數(shù)開(kāi)始運(yùn)行，從而將初始輸出電壓保持在較低的水平。在 [8] 中，提出了一種啟動(dòng)的最佳軌跡控制，可確保啟動(dòng)期間的電流應(yīng)力在器件可容忍的水平內(nèi)。然而，從較高頻率啟動(dòng)時(shí)的熱應(yīng)力仍然是一個(gè)值得關(guān)注的問(wèn)題。
　　最簡(jiǎn)單的過(guò)流或短路保護(hù)方法是在檢測(cè)到過(guò)流的情況下增加開(kāi)關(guān)頻率和感應(yīng)阻抗。這樣做會(huì)增加開(kāi)關(guān)損耗，并且冷卻系統(tǒng)可能不足以防止熱故障。另一種方法是對(duì)初級(jí)設(shè)備使用 PWM 或占空比控制，這將中斷諧振周期和電流。這種方法會(huì)導(dǎo)致器件的 ZVS 損失，并且很容易因熱應(yīng)力而失效。在 [8] 中，進(jìn)一步擴(kuò)展了啟動(dòng)的最佳軌跡控制方法以進(jìn)行短路檢測(cè)，并采用打嗝模式來(lái)降低熱應(yīng)力。然而，短路檢測(cè)基于負(fù)載電流感應(yīng)，延遲可能會(huì)導(dǎo)致短時(shí)間內(nèi)出現(xiàn)高器件電流應(yīng)力。[7] 中提出了一種過(guò)流鉗位方法，該方法在短路情況下也效果很好。該方法提供類(lèi)似于非隔離式 DC-DC 轉(zhuǎn)換器中的逐脈沖電流限制的電流限制。CLLLC 轉(zhuǎn)換器的衍生保護(hù)電路如圖 2.2 所示?！　н^(guò)流保護(hù)的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器

　　圖 2.2：具有過(guò)流保護(hù)的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器
　　POS 和 NEG 端子連接到穩(wěn)定的穩(wěn)壓電源，最好是直流鏈路。額外的箝位變壓器和二極管在正常工作期間不起作用。在過(guò)流的情況下，電容器 Crp 電壓上升，當(dāng)它穿過(guò) POS 和 NEG 之間的反射電壓時(shí)，電容器電壓被箝位，從而箝位初級(jí)電流。鉗位變壓器漏感和直流電阻會(huì)導(dǎo)致計(jì)算電流鉗位水平和實(shí)際電流鉗位水平的差異。對(duì)于變頻作，變壓器應(yīng)設(shè)計(jì)為最低頻率。寬頻率作使得固定鉗位電流點(diǎn)非常困難?？勺冎绷髂妇€方法的頻率變化很小，但沒(méi)有用于箝位的穩(wěn)壓電壓。此外，由于柵極信號(hào)不平衡或器件導(dǎo)通時(shí)間變化，Crp 上的小直流電壓含量可能導(dǎo)致保護(hù)電路故障。過(guò)流限制仍然是一個(gè)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。
　　輸出紋波和可控范圍
　　在 OBC 中，電池電壓和電流紋波內(nèi)容，尤其是雙線頻率，具有指定的限制。開(kāi)關(guān)頻率在工作點(diǎn)周?chē)陨倭糠绞阶兓蛘{(diào)制，以最大限度地減少線路頻率紋波。當(dāng)數(shù)字控制時(shí)，最小頻率增量/減量有限制。在較高頻率下，調(diào)制分辨率可能不足以減少紋波。工作頻率應(yīng)較低，以使紋波消除有效。但較低的頻率對(duì)轉(zhuǎn)換器尺寸有嚴(yán)重影響。另一種選擇是在輸出端添加一個(gè) LC 濾波器，但濾波器的大小會(huì)很大，因?yàn)轭A(yù)期的截止時(shí)間是相對(duì)于電網(wǎng)頻率的。