提高造率
　　快速動力學(xué)（寬帶寬度和高振動率）和電流回饋放大器（CFAS）的低穩(wěn)定特性 使它們適合于高速應(yīng)用?！　×硪环矫?，電壓反饋放大器（VFAS）提供了更好的直流特性（低輸入偏移電壓和偏置電流，低熱漂移），低噪聲和高環(huán)的增益，因此它們更適合精確應(yīng)用。圖1（a）顯示了結(jié)合兩者最好的復(fù)合放大器。

　　使用電流回饋放大器和bode圖的復(fù)合放大器電路，用于更高的振蕩速率圖1。  （a）使用電流回饋放大器（CFA）實(shí)現(xiàn)更高的振蕩速率的復(fù)合放大器。 （b）直線bode圖，同時(shí)，圖1（b）顯示了直線bode圖：
　　| A |是VFA的開環(huán)增益，而F t是其過渡頻率（當(dāng)前演繹中的F T = GBP）| A C |是復(fù)合放大器的開環(huán)增益
　　| A 2 |是CFA的閉環(huán)增益，F(xiàn) 2是其–3-DB頻率| A C |是復(fù)合放大器的閉環(huán)增益，而F C是–3-DB頻率|β|是復(fù)合放大器周圍的反饋因素
　　A 0，A C0和20識別上述收益的DC值　　該電路類似于上一篇文章的圖1（a）的電路，如下所示。

　　復(fù)合放大器可實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬
　　但是，我們的新電路的精神截然不同。
　　OA 2不再是與OA 1相同類型的運(yùn)算放大器，而是一個(gè)更快的設(shè)備，其極頻率F 2的設(shè)計(jì)被設(shè)計(jì)為超過 OA 1的F T，因此它不會侵蝕復(fù)合放大器的相位邊緣。如圖1（b）所示，OA 2 上移的存在是整個(gè)開環(huán)增益| A | OA 1的創(chuàng)建復(fù)合開環(huán)增益| A C |。
　　給定| 1/β|的值如手頭的應(yīng)用所決定的那樣，我們?nèi)绾沃付?0相對于| 1/β|的值？答案是強(qiáng)加\ [a_ {20} \ leq \ left | \ frac {1} {\ beta} \ right | \]
　　（當(dāng)然，我們不能制作20 > | 1/β|，因?yàn)檫@將使交叉頻率f c在f t上方，其中| a c |的較高頻線將破壞電路的穩(wěn)定?！　榱双@得更好的見解，請考慮圖2的PSPICE電路，模擬741 Op-Amp，并使用Laplace塊模擬為20 = 10 = 10 V/V（= 20 dB）和F 2 = 50 MHz配置的CFA。在此示例中，我們使用“ =”符號應(yīng)用了上述方程式。

　　圖2。一個(gè)復(fù)合放大器，以提高741運(yùn)算放大器的SR。

　　參考圖3（a），我們發(fā)現(xiàn)OA 1必須僅擴(kuò)大0 dB，而通過10 v/v進(jìn)行擴(kuò)增，CFA由CFA進(jìn)行。OA 1較小的輸出電壓波動應(yīng)大大改善驅(qū)動率（SR）?！　☆l域和時(shí)域的PSPICE電路圖

　　圖3。 圖2的PSPICE電路的圖顯示了（a）頻域和（b）時(shí)域中的情況。
　　果然，通過將圖2的輸入源更改為脈沖類型獲得的圖3（b）的時(shí)間響應(yīng)證實(shí)了我們的期望。在沒有CFA的情況下，根據(jù)數(shù)據(jù)表，SR = 10/20 = 0.5 v/μs，741將大約20μs揮動，因此根據(jù)數(shù)據(jù)表。使用CFA，復(fù)合放大器的SR是更快的數(shù)量級或約5 v/μs的順序。
　　我們還注意到，在DC環(huán)路增益和復(fù)合放大器的–3-DB頻率帶寬中，縮放順序增加。
　　讓我們回想一下上一篇文章中的等式1 ：
　　\ [f_b = \ frac {gbp} {a} \]
　　根據(jù)該公式，增益為10 v/v將暗示–3-DB的頻率為100 kHz，而實(shí)際測量值為1.4 MHz。這要?dú)w功于CFA提供的幫助。
　　最后，我們指出，CFA輸出階段的任何過熱將永遠(yuǎn)無法達(dá)到VFA的輸入階段，從而大大降低了輸入熱漂移的影響。