USB-C PD 3.0 100 W 可編程電源 (PPS) 等新興應(yīng)用正在推動對更小、更緊湊的開關(guān)模式電源 (SMPS) 外形規(guī)格（通常稱為超高密度 (UHD)）的需求。正如您在圖 1中所見，提高開關(guān)頻率可減小變壓器體積，有利于 UHD，但更高的開關(guān)頻率會增加功耗，從而需要不斷發(fā)展的反激式架構(gòu)。
    約 100 kHz 的固定頻率/多模式反激式開關(guān)驅(qū)動標(biāo)準(zhǔn) SMPS 適配器中的較大變壓器。遷移到準(zhǔn)諧振 (QR) 反激式可將開關(guān)頻率提高至約 280 kHz，從而將變壓器縮小至更小的 RM8 外形。采用有源鉗位反激式 (ACF) 可讓您達到約 450 kHz，從而實現(xiàn)外形更小的 RM8LP 變壓器。最后，用氮化鎵 (GaN) 代替硅結(jié) (SJ) FET 可以實現(xiàn) >600 kHz 的開關(guān)和更小的變壓器體積。

    顯示 UHD 適配器權(quán)衡的圖表圖 1提高開關(guān)頻率可減小變壓器體積，但更高的開關(guān)頻率會增加功耗。資料安森美半導(dǎo)體
    反激式介紹
    反激式是中低功率 AC-DC 轉(zhuǎn)換器的一種流行拓撲，主要是因為其成本低且易于使用。反激式采用直流輸入，包括變壓器、電源開關(guān) (Q1) 和次級側(cè)的二極管（圖 2）。變壓器（點表示初級側(cè)與次級側(cè)的相位差為 1800°）是一個耦合電感器，只有當(dāng)電源開關(guān)關(guān)閉時，能量才會從初級傳輸?shù)酱渭墶?

    反激拓撲示意圖圖 2反激式拓撲包括變壓器、電源開關(guān)和次級側(cè)的二極管。資料安森美半導(dǎo)體
    反激式操作

    當(dāng)電源開關(guān) (Q1) 打開時（圖 3，左），電流從 Vin 流出，導(dǎo)致能量存儲在初級側(cè)和次級側(cè)（磁通場擴展）電感器中。電流不流過次級，因為二極管由于 180? 相位反轉(zhuǎn)而反向偏置。
    當(dāng)電源開關(guān)關(guān)閉時（圖 3，右），初級和次級磁通場都開始崩潰，初級側(cè)極性發(fā)生變化（反激式動作），現(xiàn)在電流在次級側(cè)流動，因為二極管是正向偏置的。
    電源開關(guān)打開和關(guān)閉的反激式操作的兩個電路圖圖 3該圖顯示了電源開關(guān)打開（左）和關(guān)閉（右）時的反激式操作。資料安森美半導(dǎo)體
    反激漏感

    不幸的是，當(dāng)電源開關(guān) (Q1) 關(guān)斷時，初級側(cè)漏電感 (L Lkg ) 與電源開關(guān)漏源電容 C dss相互作用，導(dǎo)致 V DS處出現(xiàn)過度振鈴，這可能會損壞 MOSFET（圖 4，左邊）?？梢蕴砑右粋€稱為緩沖器的無源電阻電容二極管 RCD 鉗位來保護 MOSFET（圖 4，右）。緩沖器將 L Lkg能量從 MOSFET 漏極轉(zhuǎn)移到緩沖器電容器 (C C )，并通過 R C散發(fā)熱量。緩沖器不會提高整體反激式效率。
    兩個電路圖顯示了添加 RCD 緩沖器如何保護 MOSFET圖 4添加 RCD 緩沖器可保護 MOSFET。資料安森美半導(dǎo)體
    副邊同步整流器

    用 MOSFET（圖 5中的 Q2，右）代替“續(xù)流”二極管（圖 5，左）提高了次級側(cè)效率。MOSFET 的R DSON比硅二極管（0.6V 正向偏置）甚至肖特基 (0.3V) 二極管消耗的功率少得多。
    兩個電路圖顯示了添加 SR MOSFET 如何提高效率圖 5在次級側(cè)添加一個 SR MOSFET 可提高效率。資料安森美半導(dǎo)體
    谷底開關(guān)和準(zhǔn)諧振反激式

    在次級側(cè)電流 (I SEC ) 達到零或斷續(xù)模式 (DCM) 后，Q1 電源開關(guān) V DS可能會由于磁化電感和開關(guān)節(jié)點電容之間的諧振而出現(xiàn)振蕩（圖 6）。這些振蕩形成山谷。QR 開關(guān)尋找下一次電源開關(guān)導(dǎo)通的最低谷點。簡而言之，在峰值期間開啟 Q1 會增加功耗，而在谷值期間開啟 Q1 會降低功耗
    一系列圖表和電路圖說明電源開關(guān)振蕩圖 6電源開關(guān)可能會出現(xiàn)波谷開關(guān)振蕩。資料安森美半導(dǎo)體
    有源鉗位反激式

    用 MOSFET (Q3)代替鉗位二極管（圖 7，左）可提高效率（圖 7，右），并保護電源開關(guān) (Q1)。
    兩個電路圖顯示了有源鉗位反饋如何提高電源效率圖 7 ACF 架構(gòu)提高了電源效率。資料安森美半導(dǎo)體
    ACF 架構(gòu)可以將漏電感回收回負載。參考圖8的相對時序圖，電源開關(guān)(Q1)在T0打開，在T2關(guān)閉。在 T2，漏感 (ICLAMP) 開始流經(jīng)有源鉗位 (Q3) 體二極管，為鉗位電容器 (VCLAMP) 充電。在 T4，Q3 開啟，繼續(xù) VCLAMP 充電。在 T5，ICLAMP 變?yōu)樨?，現(xiàn)在 VCLAMP 通過 Q3 將漏感放電回負載，直到 T7。

    三個電路圖和一個時序圖顯示 ACF 漏感回收圖 8 ACF 漏電感循環(huán)顯示在該相對時序圖中。資料安森美半導(dǎo)體
    從 T9 到 T10，有源鉗位 (Q3) 在下一個 Q1 導(dǎo)通時間內(nèi)將 VDS 穩(wěn)定在 0V，稱為零電壓開關(guān) (ZVS)。如果處于 ZVS，F(xiàn)ET 電容為零。因此，導(dǎo)通開關(guān)損耗為零，效率更高。這是一種軟開關(guān)形式，也有利于 EMI。
    ACF 缺點
    ACF 有幾個缺點。回顧圖 8 的相對時序，從 T5 到 T7，隨著 ICLAMP 變?yōu)樨撝担磐芏仍黾?，?dǎo)致有源鉗位磁芯損耗略高于圖 4 的 RCD 緩沖器。另一個缺點是 ICLAMP 流入變壓器初級在 Q1 關(guān)斷時間內(nèi)繞組；這會增加初級繞組損耗。
    ON Semiconductor 的NCP1568是一款高度集成的 AC-DC 脈寬調(diào)制 (PWM) 控制器，旨在實現(xiàn) ACF 拓撲（圖 9），從而使 ZVS 能夠用于高效、高頻和高功率密度應(yīng)用。斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 操作允許在待機功率 < 30 mW 的輕負載條件下實現(xiàn)高效率。
    NCP1568 LDRV 輸出能夠直接驅(qū)動市場上大多數(shù)超級結(jié) (SJ) MOSFET，無需外部組件。ADRV 驅(qū)動器是一個 5V 邏輯電平驅(qū)動器，用于向 NCP51530 等高壓驅(qū)動器發(fā)送驅(qū)動信號。高壓驅(qū)動器應(yīng)具有較小的延遲并適用于高達 400 kHz 的操作。
    NCP1568 ACF驅(qū)動超級結(jié)MOSFET示意圖圖 9 NCP1568 ACF 驅(qū)動超級結(jié) MOSFET Q1。資料安森美半導(dǎo)體