在當(dāng)今電子技術(shù)飛速發(fā)展的時代，單端反激變換器憑借其結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉等優(yōu)勢，在高頻、高壓場合得到了廣泛應(yīng)用。然而，隨著應(yīng)用場合對輸入、輸出電壓等級要求的不斷提高，以及為滿足小型化需求而采用更高開關(guān)頻率的發(fā)展趨勢，反激變換器的正常運(yùn)行和性能優(yōu)化越來越受到變壓器寄生參數(shù)的限制。變壓器的寄生參數(shù)主要包括漏感和分布電容，眾多研究人員已對變壓器漏感進(jìn)行了深入研究，并取得了許多有價(jià)值的成果。但對于變壓器另一重要寄生參數(shù) —— 分布電容對電路工作的影響，仍有進(jìn)一步探究的必要。本文將聚焦于變壓器分布電容，詳細(xì)分析其對反激變換器的影響，建立一般性的模型，并以高輸入電壓低輸出電壓場合為例進(jìn)行等效處理，深入剖析分布電容對電路工作的具體影響，總結(jié)出有意義的結(jié)論。同時，基于這些研究成果，提出控制寄生參數(shù)的工程方法，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證分析的正確性和抑制方法的實(shí)用性。
　　2. 設(shè)計(jì)及分布電容的變壓器模型
　　在以往的研究中，許多文獻(xiàn)在討論變壓器寄生參數(shù)對反激變換器整機(jī)工作的影響時，往往只著重關(guān)注漏感，而忽略了分布電容的作用。在開關(guān)頻率相對較低的情況下，這種忽略尚可接受。但隨著開關(guān)頻率的顯著提高以及輸入輸出電壓等級的不斷攀升，分布電容對整機(jī)工作的影響程度會大幅增加。此時，僅考慮漏感的變壓器模型已無法準(zhǔn)確預(yù)測變換器的工作情況，也難以解釋實(shí)際工作中出現(xiàn)的一些特殊現(xiàn)象。因此，為了更貼近真實(shí)情況，必須采用同時考慮漏感和分布電容的變壓器模型。
　　有文章給出了四種僅考慮分布電容時的變壓器模型，這些模型具有不同的精度，適用于開關(guān)電源的 EMI 傳導(dǎo)分析，但并不適合實(shí)際電路分析。采用有限元分析方法進(jìn)行數(shù)值求解可獲得較為的變壓器模型，但計(jì)算量較大。經(jīng)過對比分析，本文認(rèn)為某變壓器模型較為適用于工程應(yīng)用分析。其中，兩繞組的變壓器可以用二端口網(wǎng)絡(luò)表示，該模型由電感、電容、電阻和一個兩繞組的理想變壓器組成。具體而言，Ls1、Ls2、Lm 分別表示原副邊漏感和磁化電感；R1、R2、Rm 分別代表與原副邊銅損及變壓器鐵損相對應(yīng)的折算阻值，這三個參數(shù)均與開關(guān)頻率有一定關(guān)系。Cs1、Cs2 分別代表原邊、副邊的匝間電容，Cs12 代表原邊繞組與副邊繞組之間的分布電容。
　　作為機(jī)內(nèi)輔助電源，反激變換器在輸入高壓、輸出低壓的場合應(yīng)用較為廣泛。在原理分析及設(shè)計(jì)中，上述模型可作進(jìn)一步的等效簡化處理。由于原邊匝數(shù)一般較多，常繞成多層結(jié)構(gòu)，原邊繞組等效分布電容和漏感均較大。對于高壓輸入，開關(guān)轉(zhuǎn)換時分布電容儲能變化較大，對變換器產(chǎn)生的影響也較大。而副邊匝數(shù)一般較少，等效分布電容和漏感均較小，且輸出低壓，分布電容儲能變化較小，相應(yīng)產(chǎn)生的影響也較小。因此，可忽略副邊繞組的寄生參數(shù)，從而得到簡化等效模型。
　　3. 分布電容對反激變換器的影響
　　本文以 RCD 箝位反激變換器在 DCM 工作模式下的情況為例，分析變壓器分布電容對高壓高頻反激變換器的影響，并給出主要工作模態(tài)分析。在分析之前，作如下假設(shè)：箝位二極管 D1 為理想器件，所有電感、電容均為理想元件；輸出濾波電容 Co 足夠大。
　　計(jì)及分布電容和漏感后，變換器每周期共有 5 個主要工作模態(tài)：
　　模態(tài) 1 [t0~t1]：開關(guān)管 S 開通之前，變壓器繞組電壓電流為零，Cs 儲能為零，S 承受的電壓為 VDS = Vin。t = t0 時刻，S 導(dǎo)通，等效分布電容 Cs 兩端電壓將發(fā)生變化，電容 Cs 通過開關(guān)管充電。在輸入電壓一定時，充電電流幅值取決于開關(guān)管的開通速度。至 t = t1 時刻，開關(guān)管完全導(dǎo)通，即 Cs 兩端電壓等于 Vin 時，原邊電流才開始線性上升。
　　模態(tài) 2 [t1~t2]：在 t1 ~ t2 時段內(nèi)，開關(guān)管 S 處于通態(tài)，原邊電流線性上升，磁化電感儲存能量。
　　模態(tài) 3 [t2~t3]：t2 時刻，S 管關(guān)斷，但由于 Ls 和 Cs 之間的能量交換以及 S 管結(jié)電容充電，Lm 中的磁化電流不能迅速傳遞到副邊，具有一定的延遲時間。在此期間內(nèi)，變壓器原邊漏感會產(chǎn)生幅度很高的反電勢，如果不對它進(jìn)行吸收，它會與變壓器初級線圈之間的分布電容進(jìn)行來回充放電，即產(chǎn)生高頻振鈴。加上 RCD 箝位網(wǎng)絡(luò)后，由于箝位電容 C 充電時與變壓器初級線圈之間的分布電容并聯(lián)，C 的作用會使產(chǎn)生振鈴的頻率大大降低，幅度也降低。此能量轉(zhuǎn)換過程將一直持續(xù)到 t3 時刻，等效分布電容充電至 VCs = - Vo/n。
　　模態(tài) 4 [t3~t4]：t3 時刻，等效分布電容充電至 VCs = - Vo/n，副邊二極管導(dǎo)通，變壓器磁化電流線性下降。在此模態(tài)中原邊開關(guān)管 S 承受的電壓為：VDS = Vin + Vo/n，直至 t4 時刻，Lm 中能量傳遞結(jié)束。
　　模態(tài) 5 [t4~t5]：t4 時刻，磁化電感能量釋放完畢，副邊二極管關(guān)斷。繞組分布電容與漏感、功率管漏源寄生電容發(fā)生諧振，VCs、VDS 波形出現(xiàn)振蕩，其振蕩衰減過程與電路阻尼程度有關(guān)。
　　通過以上分析可見，高頻高壓反激變換器中變壓器分布電容對電路的影響主要體現(xiàn)在以下幾個方面：
　　原副邊繞組的寄生電容會對電路產(chǎn)生影響。在繞組電壓發(fā)生變化時，分布電容中的能量發(fā)生變化，就會在變壓器內(nèi)部和主電路回路中產(chǎn)生高頻的振蕩環(huán)流，使變壓器和功率器件的損耗增加，并且產(chǎn)生高頻電磁輻射。如果采用峰值電流控制，采樣到的原邊電流波形的正確性直接影響到變換器的閉環(huán)穩(wěn)定性。
　　變壓器繞組電壓越高，分布電容儲存的能量越大，在開關(guān)管導(dǎo)通瞬間，這部分能量瞬時流動，在變壓器內(nèi)部及主電路中產(chǎn)生較大電流尖峰，影響開關(guān)管工作的可靠性。所以，應(yīng)對變壓器分布電容進(jìn)行合理控制。
　　開關(guān)管開通速度越快，繞組電壓的變化速度就越快，從而繞組分布電容中的能量流動也會越快，形成較大電流尖峰。開關(guān)管開通速度較慢，雖然能夠減小分布電容引起的電流尖峰幅值，但會使尖峰持續(xù)時間變長，為此需采用較大的濾波元件，造成電流的相移，不利于系統(tǒng)閉環(huán)設(shè)計(jì)。為此必須合理設(shè)計(jì)驅(qū)動電路，控制開關(guān)管開通速度，使其與電路其他參數(shù)匹配。
　　4. 減小變壓器分布電容影響的控制方法
　　減小變壓器分布電容影響的控制方法主要從變壓器的工藝設(shè)計(jì)來考慮，可以采用 Z 型繞法、分段式繞法或蜂窩式繞法，這些方法都可不同程度地減少變壓器的分布電容。然而，這些繞制工藝都相對復(fù)雜，而且會降低窗口利用率。當(dāng)變壓器采用常規(guī)繞法，分布電容已經(jīng)很小時，再通過改善繞法來減小分布電容的效果已不明顯。此外，這些工藝方法在減小分布電容的同時，漏感可能會稍有增大。如果一味地減小分布電容必然導(dǎo)致漏感增加，這種做法不能為電路正常工作所允許，又會出現(xiàn)新的問題。
　　除了采用改進(jìn)變壓器繞制工藝的方法來減小分布電容之外，還可考慮從提高電路的抗干擾方面著手改進(jìn)。峰值電流控制型變換器采用斜坡補(bǔ)償，可以使性能得到很大改善。峰值電流控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法。誤差電壓信號送至 PWM 比較器后，并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波形信號比較，然后得到 PWM 脈沖關(guān)斷時刻。因此峰值電流控制不是用電壓誤差信號直接控制 PWM 脈沖寬度，而是直接控制輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制 PWM 脈沖寬度。又因電流控制型變換器在占空比大于 0.5 時，存在開環(huán)不穩(wěn)定性，進(jìn)行斜坡補(bǔ)償后電源才能正常工作。然而在小電感紋波電流下斜坡補(bǔ)償也是十分必要的。因?yàn)殡娏餍涂刂品绞叫枰秒姼须娏髯鳛榭刂谱兞?，所以希望電感電流是一個干凈的鋸齒波形。當(dāng)電感電流上升斜率較小時，電流在導(dǎo)通期間變化小，對噪聲的敏感程度升高，尤其在開關(guān)管開通時刻，由于電流控制信號來自主電路，功率級電路中的諧振會給控制環(huán)帶來噪聲，特別是變壓器寄生電容和輸出二極管反向恢復(fù)電流產(chǎn)生的電流波形前沿尖峰，是很麻煩的噪聲源。而斜坡補(bǔ)償相當(dāng)于增加了電流上升斜率，使電流在開通時間內(nèi)變化量變大，因而起到了抑制干擾的作用，可以解決高壓小功率場合及輕載時的不穩(wěn)現(xiàn)象。
　　加入斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒ㄓ袃煞N，一種是在誤差電壓處加入斜坡補(bǔ)償電壓，另一種是在采樣電壓處加入斜坡補(bǔ)償。補(bǔ)償斜坡可以由振蕩器獲得。兩種補(bǔ)償方法其結(jié)果是等效的，由于后者便于實(shí)現(xiàn)，故在文中采用。通過特定的斜坡補(bǔ)償電路，可實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償，其中 R1 和 R2 的值決定了斜坡補(bǔ)償量。耦合電容 C1 去掉了振蕩器電壓的直流分量，僅將交流分量耦合到 R2。電容 C2 和 R1 組成 RC 濾波電路，抑制反饋電流上升沿瞬時脈沖的干擾。CT 和 RS 是定時電容和電流檢測電阻。
　　5. 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
　　為驗(yàn)證上述分析，設(shè)計(jì)了一個 300V 輸入、15V 輸出，采用峰值電流控制，工作于 DCM 模式的反激變換器。變壓器采用 GU18/11，原邊采用 Ф0.1mm 漆包線，共 86 匝，副邊采用 Ф0.4mm 漆包線，共 7 匝，采用原 - 副 - 原的三明治繞法，開關(guān)頻率為 200kHz。
　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，變壓器較大分布電容的存在，引起很大的電流干擾，采用 RC 濾波很難濾除，輕載時變換器會出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象。多次改進(jìn)變壓器繞制方法后，因高壓場合絕緣和繞線匝數(shù)多等因素的限制，分布電容仍相對較大，對干擾電流的抑制作用不明顯。于是通過外加斜坡補(bǔ)償來提高電路抗干擾能力。對比外加斜坡補(bǔ)償前后的實(shí)驗(yàn)波形可見，在高頻高壓場合，分布電容會引起原邊電流較大尖峰，不利于閉環(huán)控制，在輕載時，會引起變換器不穩(wěn)定工作。合理地控制分布電容并通過外加斜坡補(bǔ)償來提高電路的抗干擾性能，效果明顯，從而驗(yàn)證了文中分析。
　　6. 小結(jié)
　　隨著反激變換器開關(guān)頻率的進(jìn)一步提高，分布電容對整機(jī)工作的影響已不容忽視。特別是在高頻高壓場合，因輸入電壓較高，匝間電容儲能的增加會明顯影響電源的穩(wěn)壓精度、穩(wěn)定性及整體效率。本文對變壓器分布電容對電路的影響進(jìn)行了全面而深入的分析，給出了變壓器模型，詳細(xì)剖析了分布電容對電路工作產(chǎn)生的影響，歸納出有意義的結(jié)論?；谝陨涎芯?，提出了控制寄生參數(shù)的工程方法，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了文中分析的正確性及抑制方法的實(shí)用性。未來，在反激變換器的設(shè)計(jì)和應(yīng)用中，應(yīng)充分考慮分布電容的影響，采取有效的控制措施，以提高變換器的性能和可靠性。