所有降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端都需要電容器。實際上，在完美的世界中，如果電源具有零輸出阻抗和無限電流容量，并且走線具有零電阻或電感，則不需要輸入電容器。但由于這種可能性極小，因此假設您的降壓轉(zhuǎn)換器需要輸入電容器。
　　輸入電容器存儲電荷，在高側(cè)開關導通時提供電流脈沖；當高側(cè)開關關閉時，它們由輸入電源充電（圖 1）。

　　

　　圖 1上圖顯示了降壓 DC/DC 開關周期期間輸入電容器電流的簡化電流波形（假設輸出電感無窮大）。資料德州儀器
　　所有降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端都需要電容器。實際上，在完美的世界中，如果電源具有零輸出阻抗和無限電流容量，并且走線具有零電阻或電感，則不需要輸入電容器。但由于這種可能性極小，因此假設您的降壓轉(zhuǎn)換器需要輸入電容器。
　　輸入電容器存儲電荷，在高側(cè)開關導通時提供電流脈沖；當高側(cè)開關關閉時，它們由輸入電源充電（圖 1）。
　　圖 1上圖顯示了降壓 DC/DC 開關周期期間輸入電容器電流的簡化電流波形（假設輸出電感無窮大）。資料德州儀器
　　降壓轉(zhuǎn)換器的開關動作對輸入電容器充電和放電，導致其兩端的電壓上升和下降。該電壓變化代表轉(zhuǎn)換器在開關頻率下的輸入電壓紋波。輸入電容器過濾輸入電流脈沖，以限度地減少輸入電源電壓的紋波。

　　電容的大小決定了電壓紋波，因此電容器的額定值必須能夠承受均方根 (RMS) 電流紋波。 RMS 電流計算假設僅存在一個輸入電容器，并且沒有等效串聯(lián)電阻 (ESR) 或等效串聯(lián)電感 (ESL)。有限的輸出電感會導致輸入側(cè)的電流紋波，如圖2所示。

　　圖 2 TI 的 Power Stage Designer 軟件顯示輸入電容器紋波電流和計算出的 RMS 電流。資料德州儀器
　　并聯(lián)輸入電容器之間的均流
　　大多數(shù)實際實現(xiàn)都使用多個并聯(lián)輸入電容器來提供所需的電容。這些電容器通常包括小值高頻多層陶瓷電容器 (MLCC)，例如 100 nF。使用一個或多個較大的 MLCC（10 ?F 或 22 ?F），有時還配有一個極化大容量大容量電容器（100 ?F）。
　　每個電容器執(zhí)行相似但不同的功能；高頻 MLCC 可以解耦 DC/DC 轉(zhuǎn)換器中 MOSFET 開關過程引起的快速瞬態(tài)電流。較大的 MLCC 以開關頻率及其諧波向轉(zhuǎn)換器提供電流脈沖。當輸入源的阻抗意味著它無法快速響應時，大容量電容器可提供響應輸出負載瞬態(tài)所需的電流。
　　在使用時，大容量電容器具有顯著的 ESR，可為輸入濾波器的 Q 因數(shù)提供一定的阻尼。根據(jù)其在開關頻率下相對于陶瓷電容器的等效阻抗，電容器在開關頻率下也可能具有顯著的 RMS 電流。
　　大容量電容器的數(shù)據(jù)表指定了 RMS 電流額定值，以防止自加熱并確保其使用壽命不會縮短。由于 RMS 電流，MLCC 的 ESR 更小，相應的自發(fā)熱也更小。即便如此，電路設計人員有時也會忽略陶瓷電容器數(shù)據(jù)表中指定的 RMS 電流。因此，了解每個單獨輸入電容器的 RMS 電流非常重要。
　　如果您使用多個較大的 MLCC，則可以將它們組合起來，并將等效電容輸入均流計算器，以計算并聯(lián)輸入電容器的 RMS 電流。 RMS 電流的計算僅考慮基頻。盡管如此，該計算工具還是對單輸入電容器 RMS 電流計算的有用改進。

　　考慮 V IN = 9 V、V OUT = 3 V、I OUT = 12.4 A、f SW = 440 kHz 且 L = 1 H的應用。三個并聯(lián)輸入電容器可以為 100 nF (MLCC)，ESR = 30 mΩ，ESL = 0.5 nH； 10 ?F（MLCC），ESR = 2 mΩ，ESL = 2 nH；和 100 F（散裝），ESR = 25 mΩ，ESL = 5 nH。這里的 ESL 包括 PCB 走線電感。

　　圖 3顯示了本示例的電容器均流計算器結(jié)果。正如預期的那樣，100nF 電容器吸收 40mA 的低 RMS 電流。較大的 MLCC 和大容量電容器將其 RMS 電流更均勻地分配，分別為 4.77 A 和 5.42 A。

　　圖 3顯示了 TI 的 Power Stage Designer 電容器均流計算器的輸出。資料德州儀器
　　實際上，由于所施加的電壓，10μF MLCC 的實際電容要低一些。例如，采用 0805 封裝的 10μF、25V X7R MLCC 在偏置為 12V 時可能僅提供其額定電容的 30%，在這種情況下，大容量電容器的電流為 6.38A，可能超過其 RMS 額定值。
　　解決方案是使用更大的電容器封裝尺寸并并聯(lián)多個電容器。例如，采用 1210 封裝的 10μF、25V X7R MLCC 在偏置為 12V 時保留其額定電容的 80%。當用于電容器電流中的 C2 時，其中三個電容器的總有效值為 24μF - 共享計算器。
　　并聯(lián)使用這些電容器可將大容量電容器中的 RMS 電流降低至 3.07 A，從而更易于管理。并聯(lián)放置三個 10μF MLCC 還可將 C2 支路的整體 ESR 和 ESL 降低三倍。
　　100nF MLCC 的低電容及其相對較高的 ESR 意味著該電容器在開關頻率及其低次諧波的電流源中幾乎不發(fā)揮作用。該電容器的功能是消除 DC/DC 轉(zhuǎn)換器 MOSFET 開關瞬間出現(xiàn)的納秒級電流瞬變。設計者通常將其稱為高頻電容器。
　　為了提高效率，必須使用短（電感）的 PCB 布線，將高頻電容器盡可能靠近穩(wěn)壓器的輸入電壓和接地端子放置。否則，走線的寄生電感將阻止該高頻電容器對開關頻率的高頻諧波進行去耦。
　　使用盡可能小的封裝以化電容器的 ESL 也很重要。與其 ESR 和阻抗曲線相比，值 <100 nF 的高頻電容器有利于特定頻率下的去耦。較小的電容器將具有較高的自諧振頻率。
　　同樣，應始終將較大的 MLCC 放置在盡可能靠近轉(zhuǎn)換器的位置，以限度地降低其寄生軌道電感并限度地提高其在開關頻率及其諧波方面的有效性。
　　圖 3 還顯示，雖然整個輸入電容器（如果是單個等效電容器）中的總 RMS 電流為 6 A，但 C1、C2 和 C3 支路中的 RMS 電流之和 > 6 A，并且不遵循基爾霍夫定律現(xiàn)行法律。該定律僅適用于瞬時值，或時變電流和相移電流的復數(shù)相加。
　　使用 PSpice for TI 或 TINA-TI 軟件
　　其應用需要三個以上輸入電容器分支的設計人員可以使用 PSpice for TI 仿真軟件或 TINA-TI 軟件。這些工具可實現(xiàn)更復雜的 RMS 電流計算，包括諧波和基本開關頻率，以及使用更復雜的電容器模型，該模型捕獲 ESR 的頻率相關特性。
　　TINA-TI 軟件可以通過以下方式計算每個電容器支路中的 RMS 電流：運行仿真，單擊所需的電流波形將其選中，然后從波形窗口的 Process 菜單選項中選擇 Averages。 TINA-TI 軟件使用模擬開始和結(jié)束顯示時間的數(shù)值積分來計算 RMS 電流。

　　圖 4顯示了仿真視圖。為了清楚起見，在本例中，我們省略了 100nF 電容器，因為它的電流非常低，并且會導致開關沿處的振鈴。 Power Stage Designer 軟件對轉(zhuǎn)換器的總輸入電容器電流波形進行分析，計算出輸入電流 (I IN )，該電流為 6 A RMS，與圖 2 中的值相同。

　　圖 4 TINA-TI 軟件的輸出顯示了電容器支路電流波形和計算出的 C2 中的 RMS 電流。
　　與忽略 ESR 和 ESL 的理想梯形波形相比，每個支路的電容器電流波形有很大不同。這種差異對于 DC/DC 轉(zhuǎn)換器（例如 TI LM60440）有影響，該轉(zhuǎn)換器具有兩個并行電壓輸入 (V IN ) 和接地 (GND) 引腳。
　　鏡像引腳配置使設計人員能夠連接兩個相同的并行輸入環(huán)路，這意味著他們可以將雙輸入電容（高頻和大容量）并聯(lián)放置在靠近兩對電源輸入 (PVIN) 和電源接地 (PGND) 的位置引腳。兩個并聯(lián)電流環(huán)路還將有效寄生電感減半。

　　此外，兩個鏡像輸入電流環(huán)路具有相等且相反的磁場，允許一定程度的 H 場抵消，從而進一步降低寄生電感（圖 5）。圖 4 表明，如果您沒有仔細匹配并聯(lián)環(huán)路的電容器值、ESR、ESL 和布局以獲得相等的寄生阻抗，則并聯(lián)電容器路徑中的電流可能會顯著不同。

　　圖 5并行輸入和輸出環(huán)路以對稱“蝴蝶”布局顯示。資料德州儀器
　　軟件工具使用注意事項
　　要正確指定降壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的輸入電容器，您必須了解電容器中的 RMS 電流。您可以根據(jù)方程式估算電流，或者更簡單地使用 TI 的 Power Stage Designer 等軟件工具來估算電流。您還可以使用此工具來估計多三個并聯(lián)輸入電容器支路的電流，如實際轉(zhuǎn)換器設計中常用的那樣。
　　更復雜的仿真包（例如 TINA-TI 軟件或 TI 的 PSpice）可以計算電流，包括諧波和基頻。這些工具還可以對頻率相關的寄生阻抗和更多并行分支進行建模，說明了在鏡像輸入蝶形布局中匹配輸入電容器組合的重要性。