在A 類、B 類和C 類功率放大器中，晶體管充當(dāng)受控電流源。然而，隨著我們進(jìn)一步向下移動(dòng)，情況發(fā)生了變化。D、E 和 F 類代表了功率放大器設(shè)計(jì)中完全不同的思維方式：它們不是將晶體管用作電流源，而是將其用作開(kāi)關(guān)。在本系列的接下來(lái)幾篇文章中，我們將研究這三種“開(kāi)關(guān)模式”放大器類別。
　　在本文中，我們將探討理想化 D 類放大器的基本原理，并推導(dǎo)出其輸出功率和效率方程。我們還將簡(jiǎn)要介紹一些會(huì)降低實(shí)際 D 類功率放大器性能的非理想因素。后續(xù)文章將更詳細(xì)地介紹這些非理想因素及其處理方法。

　　D 類放大器的定性操作

　　圖 1 顯示了基本 D 類放大器的原理圖。

　　基本 D 類放大器的示意圖。
　　圖 1.基本 D 類放大器。
　　該電路中的兩個(gè)開(kāi)關(guān)（S 1和 S 2）的工作方式是，當(dāng)一個(gè)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，另一個(gè)開(kāi)關(guān)斷開(kāi)。開(kāi)關(guān)動(dòng)作在節(jié)點(diǎn) A 處產(chǎn)生矩形波形，如圖 2 所示。

　　串聯(lián)RLC電路輸入端的方波。

　　圖 2.串聯(lián) RLC 電路輸入處的方波。
　　在占空比為 50% 的方波中，所有奇次諧波（1 次、3 次、5 次等）都存在。方波施加到調(diào)諧到開(kāi)關(guān)頻率的串聯(lián)諧振電路。但是，串聯(lián) RLC 電路對(duì)輸入電壓除基波分量之外的所有頻率分量都呈現(xiàn)非常大的阻抗。調(diào)諧電路阻止所有諧波頻率的電流流動(dòng)，并在基波頻率處施加正弦電流（圖 3）。

　　在基頻下，正弦電流流過(guò) RLC 電路。

　　圖 3.基頻的正弦電流流過(guò) RLC 電路。
　　比較圖 2 和圖 3，我們發(fā)現(xiàn)圖 1 中的開(kāi)關(guān)模式電路以與電路開(kāi)關(guān)頻率相同的頻率將交流電傳輸?shù)截?fù)載。如果使用模擬輸入信號(hào)來(lái)確定電路的開(kāi)關(guān)頻率，則該電路能夠以輸入信號(hào)的頻率傳輸交流電。這是放大器的基本功能。
　　請(qǐng)注意，圖 1 中的放大器需要串聯(lián)調(diào)諧電路，而不是并聯(lián)電路。不能使用并聯(lián)調(diào)諧電路，因?yàn)樗鼤?huì)施加正弦電壓，這與開(kāi)關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的方波電壓相沖突。然而，串聯(lián)調(diào)諧電路會(huì)通過(guò)負(fù)載施加正弦電流，這似乎與上述 D 類放大器操作的定性描述一致。
　　計(jì)算 D 類放大器的效率
　　理想開(kāi)關(guān)不耗散功率，因?yàn)??其電壓和電流的乘積始終為零。開(kāi)關(guān)打開(kāi)時(shí)，沒(méi)有電壓降；開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)，沒(méi)有電流流動(dòng)。由于晶體管不耗散功率，因此開(kāi)關(guān)模式功率放大器的理論效率應(yīng)為 100%。讓我們計(jì)算圖 1 中的 D 類放大器的效率，看看這是否正確。
　　為了找到效率，我們需要比較電流流過(guò) RLC 電路時(shí)電源提供的功率 ( P CC ) 與輸送到負(fù)載的功率 ( P L )。我們首先使用傅里葉級(jí)數(shù)表示法，用其組成頻率分量來(lái)表示節(jié)點(diǎn) A 處的方波電壓：
　　等式 1.
　　串聯(lián)調(diào)諧電路中每個(gè)元件的阻抗都不同。大多數(shù)元件的阻抗都很大，理想情況下是開(kāi)路。只有基波元件的阻抗為R L。
　　計(jì)算射頻電流
　　從公式 1 我們可以得知：
　　輸入電壓的基波分量導(dǎo)致電流流過(guò) RLC 電路。
　　基波分量的幅度為 2 V CC /π。
　　這給了我們以下正弦電流：
　　等式 2.
　　其中 是i RF的峰值（幅度）。
　　計(jì)算負(fù)載功率
　　為了找到輸送到負(fù)載的平均功率，我們使用以下公式：
　　等式 3.
　　其中i rms是 RF 電流的均方根 (RMS) 值。電流的 RMS 值等于其峰值 ( I p ) 除以 ，這將使i rms 2等于上式中的I p 2 /2。代入公式 2 中的i p值，我們得到：
　　等式 4.
　　另外，公式 3 和公式 4 依賴于負(fù)載阻抗等于負(fù)載電阻 ( R L )。在 RF 電路中，通常假設(shè)情況如此。該公式更普遍適用的版本是 ，其中 | Z | 是阻抗的幅度，θ 是阻抗相位角。
　　我們使用的只是上述公式的簡(jiǎn)化版本。R L代替 | Z |，并且我們消除了余弦項(xiàng)，因?yàn)殡娮柝?fù)載阻抗的相位角為0 度。
　　計(jì)算供電功率
　　確定 D 類放大器效率的下一步是確定電源提供的輸入功率。輸入功率等于電源電壓乘以電源電流的平均值 ( P CC = V CC I DC )。
　　雖然流過(guò) RLC 電路的電流是全正弦波，但流過(guò)每個(gè)開(kāi)關(guān)的電流是半波整流正弦波。圖 4(a) 顯示i 1，即流過(guò)開(kāi)關(guān) S 1 的電流。圖 4(b) 顯示i 2 ，即流過(guò) S 2 的電流。

　　流過(guò)S1和S2開(kāi)關(guān)的電流i1和i2分別。

　　圖 4.分別流過(guò) S 1和 S 2開(kāi)關(guān)的電流i 1和i 2 。
　　從圖 1 中我們可以看出，從電源吸取的電流為i 1。將i 1分解為傅里葉級(jí)數(shù)可得出：
　　等式 5.
　　其中，I p是圖 4(a) 中電流的峰值。從電源抽取的電流的直流分量為I p /π，因此電源輸送的功率為：
　　等式 6.
　　用公式 2代入I p ，我們得到：
　　等式 7.
　　輸送到負(fù)載的功率（公式 4）與電源提供的功率（公式 7）相同。因此，放大器的理論效率為 100%，正如我們?cè)诒竟?jié)開(kāi)始時(shí)所預(yù)測(cè)的那樣。
　　這并不奇怪。盡管施加到調(diào)諧電路的電壓是方波，但只有基波分量會(huì)在 RLC 電路中產(chǎn)生電流。因此，與基波以外的頻率分量相關(guān)的功率為零。此外，由于開(kāi)關(guān)和電抗元件（L 和 C）無(wú)損，因此電源提供的所有功率都會(huì)傳送到負(fù)載。
　　為了鞏固這些概念，在繼續(xù)之前，讓我們先使用上述方程式來(lái)解決一個(gè)簡(jiǎn)單的例子。
　　示例：為 D 類放大器選擇晶體管電壓和電流
　　晶體管在承受不損壞的情況下所能承受的電壓、電流和功率是有限制的。確定為 50 Ω 負(fù)載提供 20 W 功率的 D 類放大器的晶體管電流和電壓。
　　將P L = 20 W 和R L = 50 Ω 代入輸出功率方程（公式 4），我們得出電源電壓：
　　等式 8.
　　這指定了器件的額定電壓。公式 2 顯示流過(guò)晶體管的電流為：
　　等式 9.
　　剩下的就是代入V CC和R L的值。這樣可得出：
　　等式 10。
　　該晶體管的電壓為70.2V，電流為0.89A。
　　考慮非理想因素
　　上一節(jié)中的簡(jiǎn)化分析假設(shè)理想開(kāi)關(guān)在導(dǎo)通時(shí)沒(méi)有壓降或電阻，在關(guān)斷時(shí)電阻無(wú)限大。我們還隱含地假設(shè)開(kāi)關(guān)瞬間發(fā)生，因此沒(méi)有任何功率損耗。實(shí)際上，這兩個(gè)假設(shè)都不成立。
　　當(dāng)實(shí)際開(kāi)關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)并傳導(dǎo)電流時(shí)，開(kāi)關(guān)電阻會(huì)耗散功率。開(kāi)關(guān)速度也是有限的，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換期間IV乘積不為零。開(kāi)關(guān)損耗是 D 類和其他開(kāi)關(guān)模式功率放大器僅在遠(yuǎn)低于其轉(zhuǎn)換頻率的頻率下才能正常工作的原因。
　　非理想元件還會(huì)以其他方式影響 D 類放大器的性能。例如，失諧的 RLC 電路會(huì)將無(wú)功元件引入負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。這不會(huì)影響放大器的效率，但會(huì)降低輸出功率。負(fù)載網(wǎng)絡(luò)中的無(wú)功元件還會(huì)導(dǎo)致反向電流通過(guò)開(kāi)關(guān)，因此必須使用反并聯(lián)二極管。
　　我們還需要考慮調(diào)諧電路輸入端和開(kāi)關(guān)晶體管輸出端的寄生電容。這些電容在充電和放電時(shí)需要電源提供額外的功率，從而降低放大器的效率。
　　，如果諧振電路的 Q 值不夠高，輸出端的諧波分量可能不可忽略。這時(shí)需要額外的濾波來(lái)降低諧波分量。
　　互補(bǔ)電壓開(kāi)關(guān) D 類放大器
　　實(shí)用的 D 類功率放大器需要比圖 1 中的理想版本稍微復(fù)雜一些。D 類放大器的簡(jiǎn)單實(shí)現(xiàn)，稱為互補(bǔ)電壓切換電路，如圖 5 所示。

　　D 類放大器的互補(bǔ)電壓切換配置。

　　圖 5. 互補(bǔ)電壓切換配置。
　　在上面的電路中，晶體管 Q 1和 Q 2被驅(qū)動(dòng)得足夠緊，使它們像開(kāi)關(guān)一樣工作，而不是受控電流源。為了只打開(kāi)其中一個(gè)晶體管，我們使用圖左側(cè)的變壓器來(lái)產(chǎn)生與輸入相反極性的信號(hào)。
　　，我們?cè)趫D 4 中看到，從電源抽取的電流是半波整流正弦波。因此，需要一個(gè)本地旁路電容器（圖 5 中標(biāo)記為 C B）來(lái)提供電流脈沖，而不會(huì)導(dǎo)致電源電壓出現(xiàn)明顯的壓降。