整流器型解調(diào)器的局限性
　盡管精密整流器可以克服簡單二極管整流器的挑戰(zhàn)，但整流器型解調(diào)器通常有幾個缺點。對于整流器型解調(diào)器，我們需要訪問 LVDT 次級的中心抽頭來對每個次級繞組上的電壓進行整流。因此，這種類型的解調(diào)僅適用于 5 線 LVDT（圖 1(b)）。

　

　圖 1. (a) 4 線 LVDT 和(b) 5 線 LVDT?！?br>　還有其他解調(diào)方法不需要訪問中心抽頭，可以通過處理兩個次級之間的電壓差來確定磁芯位置。這些解調(diào)器允許我們采用 4 線 LVDT，如圖 1(a) 所示。 
　擁有少數(shù)量的電氣連接真的很重要嗎？
　在許多應(yīng)用中，調(diào)節(jié)電路距離傳感器都較遠(yuǎn)。一個很好的例子是在放射性應(yīng)用的惡劣環(huán)境中進行測量，其中調(diào)節(jié)電路應(yīng)放置在安全區(qū)域，甚至距離 LVDT 數(shù)百米。在這些情況下，通過 5 線配置長距離傳輸兩個次級電壓可能具有挑戰(zhàn)性。由于調(diào)節(jié)模塊遠(yuǎn)離 LVDT，因此需要具有低分布電容的均衡布線。這意味著布線成本的大幅增加。
　整流器型解調(diào)器的另一個缺點是其噪聲抑制能力有限?？紤]一個 LVDT 傳感器，其磁芯位移遵循 250 Hz 的正弦波形。圖 2 中的紅色曲線顯示了使用典型二極管整流器獲得的LVDT 的解調(diào)輸出。

　

　圖 2.　
　在該圖中，綠色曲線表示位移x。正如您所看到的，輸出信號看起來像 x 的放大版本，只是它有一些與某些高頻分量相對應(yīng)的突變。
　為了消除這些不需要的高頻分量，我們可以使用截止頻率略高于系統(tǒng)機械帶寬（250 Hz）的低通濾波器。因此，即使使用理想的低通濾波器，所有高達 250 Hz 的頻率分量也將通過濾波器而不會被衰減。因此，耦合到傳感器輸出的任何低于 250 Hz 的噪聲分量也將出現(xiàn)在解調(diào)器輸出處。
　噪聲性能差是整流型解調(diào)器的主要缺點。對于長電纜，這種限制變得更加明顯。噪聲性能以及 5 線配置要求使得該電路不適合長電纜運行到遠(yuǎn)程位置。下面討論的同步解調(diào)可以解決這兩個問題。 　
　同步解調(diào)
　考慮圖 3 中所示的 LVDT。假設(shè)我們有 \[V_{EXC} = A_p\cos(2\pi \times f_p \times t)\]。

　

　圖 3.  LVDT 示例
　差分輸出 (\[V_{out}\]) 是幅度調(diào)制信號，可以表示為：　
　\[V_{out} = A_s \times x \times \cos(2\pi \times f_p \times t + \phi)\]
　等式 1?！?br>　其中 x 是位移，\[A_s\] 是一個比例因子，給出給定 x 的總體輸出幅度。相位項 \[\phi\] 是由 LVDT 引起的初級和次級電壓之間的相位差。理想情況下，該相移應(yīng)該非常小，尤其是在制造商給出的特定頻率附近。然而，我們通常需要考慮這種相移。 
　同步解調(diào)技術(shù)將LVDT差分輸出乘以激勵信號（或一般與激勵信號同步的信號）。這給出：　
　\[V_{demod} = V_{out} \times V_{EXC} = A_s \times x \times \cos(2\pi \times f_p \times t + \phi) \times A_p\cos(2\pi \乘 f_p \乘 t)\]
　等式2?！?br>　簡化為：　
　\[V_{demod} = \frac{1}{2} \times A_s \times x \times A_p [\cos(\phi) + \cos(2\pi \times 2f_p \times t + \phi)]\ ]　
　括號內(nèi)的項是直流，但第二項是激勵頻率的兩倍。因此，窄低通濾波器可以消除第二項，我們有：　
　\[V_{過濾} = \frac{1}{2} \times A_s \times x \times A_p\cos(\phi)\]
　等式 3?！?br>　這給我們提供了與磁芯位移 x 成正比的直流電壓。
　通過乘以方波進行同步解調(diào)
　我們可以使用模擬乘法器將 LVDT 輸出乘以激勵正弦波（公式 2）；然而，模擬乘法器價格昂貴并且具有線性限制。我們可以將信號乘以與激勵輸入同步的方波，而不是乘以正弦波。 
　您可能想知道如何使用方波代替正弦波？±1 之間切換的方波可以表示為方波頻率奇次諧波的正弦曲線的無限和。因此，頻率為\[f_p\]的方波可以表示為：　
　\[v_{方波}(t) = \sum_{n=1, 3, 5}^{\infty}\frac{4}{n\pi}\sin(2\pi \times nf_p \times t)\ ]　
　當(dāng) LVDT 輸出（\[f_p\] 處的正弦曲線）乘以方波時，方波的基波分量 \[(\frac{4}{\pi}\sin(2\pi \times f_p \次 t))\] 產(chǎn)生直流分量以及 \[2f_p\] 處的高頻分量。如上一節(jié)所述，高頻分量將被低通濾波器抑制，所需的直流分量將出現(xiàn)在輸出處。
　乘以方波的高次諧波將產(chǎn)生\[f_p\] 偶數(shù)倍的高頻分量。因此，直流分量是出現(xiàn)在濾波器輸出端的分量，就像將信號乘以正弦波的情況一樣。乘以方波的主要優(yōu)點是可以顯著簡化解調(diào)器的電路實現(xiàn)。
　　同步解調(diào)器的電路實現(xiàn)
　基于方波的同步解調(diào)器如圖 4 所示。

　

　圖 4. 基于方波的同步解調(diào)器
　
　在這種情況下，LVDT 輸出的放大版本乘以方波而不是激勵正弦波。方波與激勵輸入同步，并通過“過零檢測器”獲得，如上框圖所示。
　為了執(zhí)行方波乘法，信號鏈的增益在\[±A_{amp}\]之間周期性變化（\[A_{amp}\]是放大器增益）。請注意，較低的路徑包含 -1 的增益。這是通過使用方波驅(qū)動開關(guān)SW來實現(xiàn)的，開關(guān)SW改變上路徑和下路徑之間的信號路徑。這實際上相當(dāng)于將放大器輸出乘以方波。
　，使用低通濾波器來保留輸出的直流項并抑制高頻分量?！?br>　LVDT 同步解調(diào)器的優(yōu)點
　同步解調(diào)的主要優(yōu)點是其噪聲性能。如上所述，同步解調(diào)頻率將 LVDT 輸出轉(zhuǎn)換為直流，并使用低通濾波器來保留該直流分量。低通濾波器將抑制其通帶之外的所有噪聲分量。
　由于我們所需的信號是直流信號，因此我們可以使用窄低通濾波器。這將限制系統(tǒng)帶寬，并允許解調(diào)器顯著抑制耦合到 LVDT 輸出的大部分噪聲。此外，通過同步解調(diào)，我們可以使用 4 線 LVDT?！?br>　LVDT 同步解調(diào)器的缺點
　盡管與整流器型解調(diào)器相比，同步解調(diào)可以提供更高的抗噪性，但其輸出取決于激勵電壓的幅度（公式 3 中的\[A_p\]）。因此，對于同步解調(diào)，激勵輸入的幅度穩(wěn)定性至關(guān)重要。
　另一個問題是解調(diào)器輸出取決于 LVDT 傳遞函數(shù)的相移（等式 3 中的\[\cos(\phi)\]）。理想情況下，該相移應(yīng)該非常??；然而，它并不是恒定的，并且會隨著工作點的變化而變化。實際的解調(diào)器電路通常采用相位補償網(wǎng)絡(luò)來調(diào)整所產(chǎn)生的方波的相位。補償網(wǎng)絡(luò)會增加解調(diào)器的復(fù)雜性。
　然而，與整流器型解調(diào)器相比，這種增加的復(fù)雜性使得該電路適合相對較長的電纜。這是因為相移項 \[\phi\] 可用于考慮布線引起的延遲。因此，相位補償電路還可用于補償電纜延遲并使電路適用于較長的電線。