一代的電源轉(zhuǎn)換器需要滿足具有挑戰(zhàn)性的要求，例如低功率損耗、高功率密度和效率。直到不久之前，這些功能只能通過基于純硅功率器件的多級拓?fù)鋪韺?shí)現(xiàn)。然而，隨著碳化硅 (SiC) MOSFET的引入，功率損耗已大幅降低，為基于 SiC 的多級方法開辟了道路。
    本文將介紹基于 3 電平 T 型中性點(diǎn)鉗位轉(zhuǎn)換器 (3L-TNPC) 的 450 kW 逆變器的原型?；诙鄬幽妇€結(jié)構(gòu)，所提出的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了比普通三電平轉(zhuǎn)換器更低的雜散電感，并且溫升有限。
    通過選擇柵極電阻 (1Ω)，轉(zhuǎn)換器原型實(shí)現(xiàn)了超過 67.7% 的開關(guān)損耗降低、26.6 kW/L 的功率密度以及 99.47% 的峰值效率（在 266 kW 和 70 kHz 開關(guān)頻率下運(yùn)行時(shí)測得）。在這里閱讀原文。
    設(shè)計(jì)概覽
    碳化硅 (SiC) 等寬帶隙 (WBG) 半導(dǎo)體由于其更小的裸片尺寸、更低的開關(guān)損耗和更少的高溫退化而被廣泛用于高性能轉(zhuǎn)換器 [1]。此外，它們允許更高的開關(guān)頻率，從而減少電流紋波 [2,3] 和無源元件尺寸 [4,5]。
    然而，為了充分利用它們的優(yōu)勢，世界銀行集團(tuán)需要更謹(jǐn)慎的設(shè)計(jì)，考慮到：
    更小的管芯尺寸會導(dǎo)致更集中的功率損耗
    為了防止熱失控，需要一種有效的冷卻方法
    更高的開關(guān)速率會產(chǎn)生更多的過沖、傳導(dǎo) EMI 和輻射 EMI
    需要付出努力才能實(shí)現(xiàn)有效的 EMI 濾波器設(shè)計(jì)
    布局需要寄生優(yōu)化
    柵極驅(qū)動器應(yīng)表現(xiàn)出抗噪聲的穩(wěn)健性。
    所提出的三電平 T 型中性點(diǎn)鉗位轉(zhuǎn)換器 (3L-TNPC) 設(shè)計(jì)如圖 1 所示。既適用于電機(jī)驅(qū)動應(yīng)用，也適用于光伏逆變器，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)提供更低的開關(guān)損耗、更高的效率和更好的總諧波失真 (THD) 比 2 級逆變器拓?fù)洹?br>    然而，與類似的三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一樣，它會受到高功率環(huán)路雜散電感的影響，在開關(guān)瞬態(tài)期間會在器件的端子上產(chǎn)生顯著的振蕩和電壓過沖。反過來，這會增加開關(guān)損耗并產(chǎn)生額外的EMI噪聲，從而危及設(shè)備的使用壽命。

    建議的 3L-TNPC 解決方案的單相配置。

    圖 1：建議的 3L-TNPC 解決方案的單相配置
    如圖 2 所示，目前基于三電平 T 型中性點(diǎn)鉗位轉(zhuǎn)換器 (3L-TNPC) 拓?fù)涞慕鉀Q方案很難將電源環(huán)路電感降至 20.0 nH 以下。因此可以采用更大的柵極電阻來減輕開關(guān)應(yīng)力，盡管這會降低效率或使系統(tǒng)更復(fù)雜。

    不同文獻(xiàn)中三電平變換器功率環(huán)路雜散電感的比較。

    圖 2：不同文獻(xiàn)中三電平變換器功率環(huán)路雜散電感的比較
    為了提高轉(zhuǎn)換器的功率密度，信號檢測和調(diào)節(jié)電路的緊湊集成是必要的。本文提出的新型高性能 450 kW 解決方案基于配置在 3 電平 T 型中性點(diǎn)鉗位轉(zhuǎn)換器拓?fù)渲械?SiC-MOSFET，可實(shí)現(xiàn)更低的電感（Lstray，busbar = 12 nH），從而實(shí)現(xiàn)更快的開關(guān)速度，更低的開關(guān)損耗，更高的效率。
    匯流排設(shè)計(jì)
    三相 450 kW 原型如圖 3 所示。由于采用對稱設(shè)計(jì)，因此可以在圖 4 中看到每相的詳細(xì)視圖。

    450 kW 3L-TNPC 逆變器的頂視圖。

    圖 3：450 kW 3L-TNPC 逆變器的頂視圖
    分解圖如圖 5 所示的匯流排連接電源模塊和電容器，形成 3L-TNPC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

    三個(gè)階段之一的分解圖。

    圖 4：三個(gè)階段之一的分解圖

    母線層的分解圖。

    圖 5：母線層的分解圖
    選擇圖 3 所示的電壓傳感器時(shí)考慮了具有高 dv/dt 特性的電源轉(zhuǎn)換器的要求，例如帶寬、低勢壘電容和高共模瞬變抗擾度 (CMTI)。
    由于轉(zhuǎn)換器的 RMS 輸出電流高于 500 A，因此需要非接觸式電流傳感器以避免互連處過熱。然而，還有更小的磁電機(jī)電流傳感器和霍爾電流傳感器需要進(jìn)一步研究。
    信號處理系統(tǒng)的架構(gòu)如圖 6 所示。為所有組件提供電源以及接收和發(fā)送信號。共模（CM）濾波器放置在幾個(gè)關(guān)鍵位置，以避免數(shù)字芯片的信號失真和故障。
    信號傳感、調(diào)節(jié)和控制器電路的架構(gòu)。
    在 1Ω 柵極驅(qū)動電阻下使用雙脈沖測試獲得的開關(guān)波形如圖 7 所示。根據(jù)雙脈沖測試提供的結(jié)果，僅觀察到 30% 的過沖。
    當(dāng) T1 打開時(shí)，來自 DPT 的測量波形。
    通過選擇不同的柵極電阻，開關(guān)損耗已被測量和總結(jié)，如圖 8a（關(guān)斷損耗）和 8b（導(dǎo)通損耗）所示。
    不同柵極驅(qū)動速度下的開關(guān)損耗。
    優(yōu)化的母線雜散電感可實(shí)現(xiàn)1Ω驅(qū)動速度，從而降低67.7%的開關(guān)損耗。在連續(xù)測試下，在 200 千瓦時(shí)實(shí)現(xiàn)了 99.47% 的估計(jì)效率。