在轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域，不能不提GSPS ADC-也稱(chēng)RF ADC。關(guān)于使用RF ADC的優(yōu)勢(shì)，以及如何使用它們進(jìn)行設(shè)計(jì)并以高的速率捕獲數(shù)據(jù)，人們進(jìn)行了大量的討論。但是，人們似乎忘了一件事情，即低直流信號(hào)。
    高性能ADC之前的輸入配置或者前端設(shè)計(jì)，對(duì)于實(shí)現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能非常關(guān)鍵。通常重點(diǎn)在于捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的寬帶頻率。然而，在某些應(yīng)用中，也需要直流或近直流信號(hào)，并且受到終用戶(hù)的歡迎，因?yàn)樗鼈円部梢詡鬏斨匾畔?。因此，通過(guò)優(yōu)化整體前端設(shè)計(jì)來(lái)捕獲直流和寬帶信號(hào)需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉(zhuǎn)換器。
    考慮到應(yīng)用的本質(zhì)，將需要開(kāi)發(fā)一個(gè)有源前端設(shè)計(jì)，因?yàn)橛糜趯⑿盘?hào)耦合到轉(zhuǎn)換器的無(wú)源前端和巴倫本身就已交流耦合。接下來(lái)我們以實(shí)際系統(tǒng)解決方案為例，概述共模信號(hào)的重要性，以及如何正確對(duì)放大器前端進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。
    共模
    圖1顯示了轉(zhuǎn)換器如何查看差模與共模信號(hào)。CM電壓只是信號(hào)移動(dòng)的中點(diǎn)-參見(jiàn)圖1。

  

    圖1. 差模與共模信號(hào)示例
    您也可以將其視為新中點(diǎn)或零代碼-放大器，通常通過(guò)一個(gè)VOCM引腳或類(lèi)似的器件，在輸出端建立CM。不過(guò)要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。查閱一下放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)，并且/或者使用不會(huì)使電路內(nèi)部的任何相鄰電路或基準(zhǔn)點(diǎn)負(fù)荷過(guò)重的穩(wěn)定偏置點(diǎn)。不要只是分接一個(gè)轉(zhuǎn)換器的基準(zhǔn)電壓引腳(VREF)，它通常是轉(zhuǎn)換器滿(mǎn)量程的一半?？赡軣o(wú)法提供充分的高精度偏置。謹(jǐn)慎起見(jiàn)，也應(yīng)查閱轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊(cè)上的引腳技術(shù)規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡(jiǎn)單分壓器和/或緩沖器驅(qū)動(dòng)器之類(lèi)，可正確設(shè)置放大器的CM偏置。
    在下面表1中簡(jiǎn)要列出了如何連接每個(gè)應(yīng)用的放大器和轉(zhuǎn)換器。

   

    表1. 共模矩陣
    圖2顯示了一些正確的電路示例。

 

    圖2. 用于放大器/轉(zhuǎn)換器前端的交流耦合與直流耦合應(yīng)用示例
    共模：已斷開(kāi)
    如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使獲取的總體測(cè)量性能下降。簡(jiǎn)單地說(shuō)-轉(zhuǎn)換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。

    

    圖3. 放大器和轉(zhuǎn)換器之間的CM不匹配
    輸出頻譜的形態(tài)將與過(guò)載滿(mǎn)量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點(diǎn)偏離中心，不是。你可能會(huì)發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會(huì)較早削波或者達(dá)不到轉(zhuǎn)換器的滿(mǎn)量程。但是，由于轉(zhuǎn)換器開(kāi)始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問(wèn)題變得更為嚴(yán)重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時(shí)還保持相對(duì)較好的性能。
    但是，并不是任何舊款放大器都能使用，因?yàn)樵Ａ靠赡芊浅Ｊ芟?，并且?nèi)部晶體管可能會(huì)開(kāi)始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應(yīng)該會(huì)有充足的裕量來(lái)實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)腃M偏置。缺點(diǎn)是增加了一個(gè)額外的電源-可能不標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡(jiǎn)單的反相器電路有助于解決這一問(wèn)題。
    將器件連接起來(lái)
    了解共模和直流耦合之后，我們可以開(kāi)始組建信號(hào)解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉(zhuǎn)換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設(shè)置框圖。

   

    圖4. 直流到WB 放大器/轉(zhuǎn)換器信號(hào)鏈?zhǔn)纠?br />     在顯示的該配置中，前端接口針對(duì)寬帶采樣進(jìn)行了優(yōu)化，同時(shí)保留信號(hào)的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設(shè)計(jì)使用+3.3 V 和2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡(jiǎn)單對(duì)齊，兩者均需在AIN+和AIN保持+0.525 V。同樣，注意幾個(gè)接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現(xiàn)強(qiáng)制設(shè)置為2 V供電(新VSS)。
    CM電壓輸出很簡(jiǎn)單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點(diǎn)麻煩。需要為接口做兩件事：
    1輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅(qū)動(dòng)放大器失調(diào)將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導(dǎo)致圖3所描述的性能問(wèn)題或更嚴(yán)重，-將出現(xiàn)放大器和轉(zhuǎn)換器信號(hào)鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側(cè)都需要允許電流流向地面，或該直流耦合中2 V。因此，在每個(gè)放大器輸入端添加2.2 k的電阻來(lái)抑制失調(diào)電流。
    工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 的內(nèi)部反饋電阻和約50 的輸入電阻使得它看起來(lái)有550 ；或在本例中，我們假設(shè)一個(gè)50 源電阻與100 電阻并聯(lián)，得到33 。再串聯(lián)20 增加到53 。這是串聯(lián)了500 內(nèi)部反饋電阻或總計(jì)553 。也就是形成了500 和53 的0.525 V電阻分壓器。反過(guò)來(lái)，產(chǎn)生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或2 V，添加2.2 k電阻或2 V/2.2 k = 900 μA。
    2輸入為單端輸入且需要適當(dāng)配置來(lái)保持性能，同時(shí)維持較低偶數(shù)階失真。同樣，100 與50 源電阻有效并聯(lián)，得到33.33 戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會(huì)反映在VIN節(jié)點(diǎn)上，來(lái)平衡設(shè)備的輸入，因?yàn)樗菃味蓑?qū)動(dòng)的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，VIN+節(jié)點(diǎn)上的20 用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過(guò)使用特定中頻約500 MHz完成，-或參見(jiàn)圖 5 測(cè)試示例。

   

    圖5. 典型FFT性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS
    由于它是一個(gè)迭代的過(guò)程，所以會(huì)有些乏味。圖6中所示為信號(hào)鏈設(shè)計(jì)中2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

   

    圖6. 典型交流頻率掃描性能@ 2500 MSPS
    值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過(guò)捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來(lái)再次提高偶數(shù)階線(xiàn)性度性能與頻率。
    ，需要針對(duì)放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對(duì)于兩個(gè)IC之間某些值的設(shè)置有幾點(diǎn)需注意。為了在接口中獲得BW，請(qǐng)遵循以下規(guī)則--
    根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和/或ADC數(shù)據(jù)手冊(cè)建議，選擇一個(gè)反沖電阻器(RKB)，(本例中為)，通常介于5 和36 之間。
    選擇放大器外部串聯(lián)電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100 至200 范圍內(nèi)，RA應(yīng)小于10 。如果放大器輸出阻抗為12 或更低，RA應(yīng)介于5 和36 之間。此時(shí)，為ADL5567選擇10 串聯(lián)電阻和阻抗為10 的差分輸出。
    放大器輸出的串聯(lián)與并聯(lián)總電阻應(yīng)與放大器的表征負(fù)載(RL)接近。這里，圖4電路中為160 ，或2 RA + 2 RKB + RADC = 20 +40 + 100。ADL5567具有200 的RL，所以如果設(shè)計(jì)值偏離放大器的RL特性值太多，線(xiàn)性度性能可能出現(xiàn)偏差。
    將內(nèi)部ADC電容CADC添加至10 串聯(lián)電阻后的并聯(lián)電容，來(lái)幫助完成內(nèi)部ADC采樣網(wǎng)絡(luò)反沖。這也提供了軟低通濾波來(lái)減少任何折回帶內(nèi)的寬帶諧波。
    使用上述標(biāo)準(zhǔn)開(kāi)發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應(yīng)產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設(shè)采樣速率為2.5 GSPS。該設(shè)計(jì)的輸入驅(qū)動(dòng)規(guī)格將為8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)在100 MHz基準(zhǔn)頻率下具有50 輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達(dá)到滿(mǎn)量程的輸入滿(mǎn)量程電平。

   

    圖7. 典型通帶平坦度性能和輸入驅(qū)動(dòng)電平
    在任何直流耦合設(shè)計(jì)中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴(yán)重問(wèn)題。如果使用了多個(gè)級(jí)別，信號(hào)鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個(gè)組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個(gè)將經(jīng)常在各級(jí)間取勝，產(chǎn)生虛假測(cè)量。對(duì)于交流耦合應(yīng)用，需在兩級(jí)之間使用一個(gè)耦合電容來(lái)打破這種共模不匹配。這樣設(shè)計(jì)才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設(shè)計(jì)中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設(shè)計(jì)中的描述。