DBS（直接廣播衛(wèi)星）系統(tǒng)包含兩個(gè)主要的信號(hào)處理子系統(tǒng)，分別是低噪聲（LNB）下變頻器和DBS電視接收機(jī)。LNB下變頻器位于衛(wèi)星碟型天線基座，負(fù)責(zé)把衛(wèi)星信號(hào)頻譜從C、Ku或Ka波段降到L波段（0.9GHz～2.2GHz）。DBS電視接收機(jī)則在機(jī)頂盒內(nèi)部，負(fù)責(zé)把信號(hào)降為基帶，并執(zhí)行信號(hào)處理功能，例如解調(diào)、MPEG譯碼、顯示處理和模擬音／視頻編碼（NTSC／PAL）。

　　DBS接收機(jī)共有4個(gè)功能塊，分別為射頻調(diào)諧器、QPSK解調(diào)器／信道譯碼器、主機(jī)處理器和LNB電源控制器。射頻調(diào)諧器把信號(hào)從L波段下變頻至基帶；QPSK解調(diào)器／信道譯碼器把位串流還原；主機(jī)處理器負(fù)責(zé)MPEG數(shù)據(jù)流譯碼，然后產(chǎn)生視頻和音頻輸出信號(hào)，傳給電視機(jī)；LNB電源控制器則會(huì)產(chǎn)生13V／18V直流電，并通過(guò)射頻同軸纜線提供給LNB模塊。接收機(jī)還會(huì)把一個(gè)交流控制信號(hào)加到該直流電源，用來(lái)選擇所要的LNB極化方向。

　　過(guò)去十年來(lái)，DBS接收機(jī)的射頻調(diào)諧器已放棄原先的高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)，轉(zhuǎn)而采用直接轉(zhuǎn)換零中頻（ZIF）架構(gòu)，   近，市場(chǎng)上也出現(xiàn)了單芯片CMOS低中頻接收機(jī)。DBS接收機(jī)有各種不同的射頻調(diào)諧器架構(gòu)，它們之間存在許多差異，會(huì)對(duì)設(shè)計(jì)師與   終系統(tǒng)造成影響。

　　傳統(tǒng)衛(wèi)星調(diào)諧器架構(gòu)

　　   早出現(xiàn)的衛(wèi)星電視調(diào)諧器芯片采用如圖1所示的高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)，它擁有良好的鏡像拒斥效能。高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)使用外接式中頻表面聲波濾波器（IF SAW），作為電路級(jí)之間的濾波器，以便降低調(diào)諧器芯片所須達(dá)到的鏡像拒斥要求。然而，這些超外差調(diào)諧器卻需要復(fù)雜的兩級(jí)式混頻程序：調(diào)諧器先把信號(hào)從L波段降至高中頻（例如480MHz），再通過(guò)第二級(jí)混頻電路把信號(hào)降至基帶。高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)還會(huì)消耗較多電能，因?yàn)橥獠侩娐繁仨毷褂煤芨叩闹蓄l頻率；另外，這些外部組件也會(huì)增加產(chǎn)品的用料成本。

　　直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器僅需   混頻就能將射頻信號(hào)從L波段直接降至基帶（見(jiàn)圖2）。直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)并沒(méi)有鏡像拒斥的問(wèn)題，因?yàn)殓R像頻率也是所用要的目標(biāo)信號(hào)。它還能省下芯片外接SAW濾波器、第二組中頻混頻器和高中頻增益電路，這可簡(jiǎn)化調(diào)諧器架構(gòu)，進(jìn)而縮小芯片面積、降低功耗，并減少外部元器件數(shù)目和總系統(tǒng)成本。

　　直接轉(zhuǎn)換也有一些缺點(diǎn)，例如，I和Q通道之間可能因?yàn)槿N原因出現(xiàn)直流偏移，分別是組件不匹配、本地振蕩器（LO）信號(hào)泄漏至射頻輸入端，以及射頻信號(hào)泄漏至混頻器的本地振蕩器輸入端。直流偏移可能導(dǎo)致信號(hào)路徑的放大電路飽和，故應(yīng)避免。GSM等時(shí)域雙工（TDD）通信系統(tǒng)可在通信頻道關(guān)閉時(shí)測(cè)量并消除直流偏移，然而，數(shù)字衛(wèi)星電視卻須持續(xù)不斷地傳輸信號(hào)，所以，只能利用回路帶寬很小的直流偏移伺服回路（DC offsetservo loop）減少直流偏移。窄帶確保偏移消除回路只會(huì)略微影響信號(hào)質(zhì)量，而且還能通過(guò)解調(diào)器的前向糾錯(cuò)（FEC）電路加以修復(fù)。但這種窄帶伺服回路需要很大的交流耦合電容，這類(lèi)電容通常無(wú)法集成至芯片。

　　直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器的另一個(gè)缺點(diǎn)是，信號(hào)路徑組件的1／f噪聲可能導(dǎo)致調(diào)諧器噪聲指數(shù)（noise figure）大幅下降，因?yàn)?／f噪聲會(huì)與零中頻位置的目標(biāo)（復(fù)數(shù)）信號(hào)頻譜重迭。由于雙極晶體管的1／f噪聲遠(yuǎn)小于MOS晶體管，大多數(shù)的零中頻DBS調(diào)諧器都采用雙極技術(shù)。廠商曾數(shù)次試圖利用CMOS工藝設(shè)計(jì)直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器，當(dāng)時(shí)，他們都選擇使用無(wú)源混頻器，因?yàn)樗男盘?hào)路徑不會(huì)用到任何有源晶體管，所以，1／f噪聲會(huì)變得很小。然而，無(wú)源混頻器卻會(huì)出現(xiàn)轉(zhuǎn)換損耗（conversion loss），使得基帶電路噪聲對(duì)接收機(jī)的整體噪聲效能造成不利的影響。

　　半導(dǎo)體工藝選擇及其對(duì)系統(tǒng)功能分割的影響

　　調(diào)諧器的后面是解調(diào)器，它是一種含有大量數(shù)字電路的組件，包括將零中頻I和Q信號(hào)數(shù)字化的ADC前端。CMOS工藝可以減少解調(diào)器的芯片面積和功耗。接收機(jī)的第三個(gè)功能塊是MPEG主機(jī)處理器，這個(gè)大型系統(tǒng)單芯片很適合采用130nm、90 nm或65 nm等先進(jìn)CMOS工藝。

　　采用成熟的雙極工藝和0.6μm～0.2μm微影技術(shù)的獨(dú)立式調(diào)諧器不但極具成本競(jìng)爭(zhēng)力，還可提供較高的轉(zhuǎn)移頻率（fT=25 GHz～50GHz），可以設(shè)計(jì)數(shù)個(gè)GHz級(jí)的調(diào)諧器。然而，廠商雖能利用先進(jìn)BiCMOS工藝開(kāi)發(fā)單芯片調(diào)諧器與解調(diào)器，但它們的成本卻很高，因?yàn)樗枰嘿F的多光罩工藝來(lái)處理數(shù)字電路密集的CMOS部分。

　　系統(tǒng)級(jí)封裝（System-in-Package，SiP）是較可行的集成方法，它會(huì)把雙極調(diào)諧器、CMOS解調(diào)器和MPEG處理器集成到單一封裝中。系統(tǒng)級(jí)封裝的主要優(yōu)點(diǎn)是上市時(shí)間較快，因?yàn)楝F(xiàn)有的調(diào)諧器和解調(diào)器裸片都可以重復(fù)使用。它的主要缺點(diǎn)是封裝成本較高、功耗散逸很復(fù)雜，還有打線接合（bondwire）造成的寄生參數(shù)耦合問(wèn)題。

　　另一種系統(tǒng)分割方式是利用雙極或BiCMOS工藝設(shè)計(jì)獨(dú)立的射頻調(diào)諧器，再把解調(diào)器和MPEG處理器集成至另一個(gè)CMOS組件，這種做法又稱(chēng)為主機(jī)與解調(diào)器集成法（demod-on-host，見(jiàn)圖3）。這種分割方式就系統(tǒng)而言并不理想，因?yàn)樵醋g碼器與傳輸媒介有關(guān)，于是有線電視、地面廣播和衛(wèi)星接收器都需要不同的主機(jī)組件。這使OEM廠商無(wú)法開(kāi)發(fā)一套通用硬件平臺(tái)（見(jiàn)圖4），它不僅影響產(chǎn)品的經(jīng)濟(jì)規(guī)模，還會(huì)增加廠商的   和組裝成本。通用硬件平臺(tái)只需一個(gè)可連接各種傳輸媒介的射頻前端，另外，還有一個(gè)與數(shù)字電視播送方式（衛(wèi)星、有線、地面廣播或IP網(wǎng)絡(luò)）無(wú)關(guān)的主機(jī)處理器。從圖4即可看出，通用硬件平臺(tái)顯然是較合理的系統(tǒng)分割方式。

　　直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器擴(kuò)大系統(tǒng)集成度的限制因素

　　盡管固定增益放大器擁有較好的噪聲指數(shù)和線性特性，但射頻低噪聲放大器（LNA）多半仍由一個(gè)高度線性的固定增益放大器和一個(gè)連續(xù)可變?cè)鲆嫠p器串聯(lián)而成。L波段射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后，送到模擬正交混頻器下變頻至基帶，然后由基帶可變?cè)鲆娣糯笃骷捌浜筮B接的低通迭頻消除（anti-aliasing）濾波器提供I和Q正交模擬輸出至解調(diào)器。為了減輕直流偏移的影響，電路需要很低的轉(zhuǎn)角頻率 （cornerfrequency），所以，它必須使用芯片外接的大耦合電容。此時(shí)，若信號(hào)路徑采用很大的增益步進(jìn)（例如分立步進(jìn)的自動(dòng)增益控制器），那么電路調(diào)整增益后，就需要長(zhǎng)達(dá)數(shù)ms的時(shí)間才能穩(wěn)定，這個(gè)過(guò)程中將連續(xù)出現(xiàn)大量的錯(cuò)誤數(shù)據(jù)，而且無(wú)法通過(guò)FEC更正。因此，直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器必須使用晶體管在作用區(qū)（activeregion）工作的連續(xù)自動(dòng)增益控制回路，只不過(guò)其信號(hào)路徑的噪聲和線性特性都不如僅需電阻和開(kāi)關(guān)等無(wú)源組件的自動(dòng)增益控制電路。

　　零中頻調(diào)諧器的優(yōu)點(diǎn)是能將ADC輸入端的目標(biāo)信道帶寬減至   。DBS系統(tǒng)的符碼率（symbolrate）變化范圍為1Mbaud-45Mbaud，3dB信號(hào)帶寬約是符碼率的1.35倍。因此，在零中頻架構(gòu)里，I和Q信道的   頻率約為30MHz，這表示ADC的取樣速率必須達(dá)到80MSPS～90MSPS。另外，調(diào)諧器內(nèi)含的可變帶寬低通濾波器還能大幅衰減相鄰信道信號(hào)，確保唯有目標(biāo)信道信號(hào)出現(xiàn)在ADC輸入端，這能降低ADC所需的動(dòng)態(tài)范圍和分辨率（通常為6位）。降低分辨率和取樣頻率可減少ADC的功耗。

　　射頻合成器由多個(gè)LC振蕩器組成，這能將相位噪聲減至很小，   通道隔離度則可低至1MHz左右。由于整數(shù)N鎖相環(huán)（PLL）的帶寬至少要比參考頻率小10倍，所以，它需要帶寬很小的鎖相環(huán)，只不過(guò)這類(lèi)鎖相環(huán)會(huì)增加通道切換時(shí)間（zapping time），并降低信道掃描速率。直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器通常使用分?jǐn)?shù)N（fractional-N）鎖相環(huán)，這能加快其穩(wěn)定速度，并保留精密的頻率分辨率，以提供相鄰信道隔離能力。然而，分?jǐn)?shù)N合成器通常更復(fù)雜，設(shè)計(jì)師必須仔細(xì)分析高階∑-△調(diào)制器回路可能造成的分?jǐn)?shù)混疊信號(hào)（fractional spur）和系統(tǒng)穩(wěn)定等問(wèn)題。

　　由于鎖相環(huán)的帶寬較小，故需使用芯片外接的環(huán)路濾波器，這使得敏感的振蕩器控制電路必須連接到電路板上的信號(hào)線。一般來(lái)說(shuō)，獨(dú)立調(diào)諧器可以通過(guò)適當(dāng)?shù)碾娐钒逶O(shè)計(jì)來(lái)限制壓控振蕩器（VCO）的耦合噪聲，電路板的混疊信號(hào)來(lái)源則包括交換式電源穩(wěn)壓器、石英振蕩器輻射的參考單頻（referencetone）和其它數(shù)字組件產(chǎn)生的單頻信號(hào)。

　　在使用SiP組件時(shí)，工程師必須仔細(xì)分析并設(shè)計(jì)所有的芯片接線，以便將數(shù)字解調(diào)器、LNA輸入接線、頻率合成器參考頻率石英晶體接線、芯片外接鎖相環(huán)濾波器接線和芯片內(nèi)建LC振蕩器電感之間的磁耦合減至   少。由于零中頻調(diào)諧器會(huì)將射頻信號(hào)直接降至基帶，所以，不可能通過(guò)頻率管理來(lái)避免某些混疊單頻信號(hào)（spurious tone）。

　　低中頻寬帶衛(wèi)星調(diào)諧器

　　Silicon Labs在2005年底推出了低中頻DBS調(diào)諧器／解調(diào)器架構(gòu)，它能避免1／f噪聲對(duì)調(diào)諧器噪聲指數(shù)的影響，并且消除信號(hào)路徑的直流偏移。新架構(gòu)采用高于1／f噪聲轉(zhuǎn)折頻率的中頻頻率，避免了信號(hào)路徑的大部分閃爍噪聲（flicker noise）；另外，調(diào)諧器輸出信號(hào)也不再包含直流電壓。由于中頻頻率約為40MHz，耦合電容可以減少至數(shù)個(gè)pF，芯片內(nèi)建電容能消除信號(hào)路徑的任何直流偏移。

　　在數(shù)字低中頻調(diào)諧器設(shè)計(jì)中，模擬混頻器會(huì)把一群L波段射頻通道轉(zhuǎn)換至低中頻，然后進(jìn)行濾波和轉(zhuǎn)換，   才在數(shù)字域里把信號(hào)降至基帶；與采用模擬通道濾波的調(diào)諧器設(shè)計(jì)相比，這種方法可以提高濾波質(zhì)量，并減少使用面積，所得到的數(shù)字低中頻調(diào)諧器也很適合采用CMOS工藝。這種調(diào)諧器還能把解調(diào)器集成到同一芯片。

　　Si2110低中頻DBS衛(wèi)星電視接收器會(huì)等到第二個(gè)數(shù)字混頻器利用數(shù)值控制振蕩器（NCO）把信號(hào)降至基帶后，才在數(shù)字域執(zhí)行   的信道選擇。電路接著會(huì)將QPSK基帶信號(hào)解調(diào)，再通過(guò)芯片輸出引腳提供所產(chǎn)生的MPEG傳輸流（transportstream）。這是理想的L波段射頻至MPEG串流接收機(jī)單芯片方案，可以根據(jù)DVB-S或DirecTV DSS DBS標(biāo)準(zhǔn)接收衛(wèi)星服務(wù)信息。

　　低中頻架構(gòu)的技術(shù)優(yōu)勢(shì)

　　與零中頻架構(gòu)相比，低中頻調(diào)諧器的直流偏移消除回路會(huì)有較高的轉(zhuǎn)折頻率，故能在自動(dòng)增益控制電路改變?cè)鲆嬷岛蟾斓胤€(wěn)定下來(lái)，這使得應(yīng)用設(shè)計(jì)可以采用分立步進(jìn)的自動(dòng)增益控制電路。分立步進(jìn)設(shè)計(jì)只需要電阻和開(kāi)關(guān)組件，這與連續(xù)式自動(dòng)增益控制電路有很大不同。這種無(wú)源式自動(dòng)增益控制電路的噪聲低于采用有源晶體管的衰減電路，線性特性也更優(yōu)異，這有助于提高接收機(jī)的IIP3效能（Si2110在   增益值時(shí)，IIP3=+25dBm，零中頻DBS調(diào)諧器通常只有+9dBm）。

　　   個(gè)模擬混頻器可由簡(jiǎn)單的整數(shù)N頻率合成器利用較大的頻率步進(jìn)（例如20 MHz）驅(qū)動(dòng)，這個(gè)合成器可以采用環(huán)狀振蕩器（ringoscillator），而不是LC振蕩器。雖然環(huán)狀振蕩器的相位噪聲較大，但由于其參考頻率高達(dá)20MHz，電路可以使用帶寬很大的鎖相環(huán)（1MHz），這不僅降低了回路帶寬內(nèi)的相位噪聲，還能將環(huán)路濾波器集成至芯片，避免噪聲與混疊信號(hào)耦合至敏感的壓控振蕩器控制線路。

　　信號(hào)降至低中頻后，就由一個(gè)可變?cè)鲆娣糯笃鬟M(jìn)行放大，這個(gè)可變?cè)鲆娣糯笃骺膳c射頻前端衰減器搭配，提供衛(wèi)星電視應(yīng)用所需的寬增益范圍（90dB）。電路接著對(duì)信號(hào)進(jìn)行低通濾波（迭頻消除濾波器）和A／D轉(zhuǎn)換。由于信號(hào)中心頻率在40MHz附近，   通道帶寬約為60MHz，ADC必須提供高達(dá)200MSPS的取樣速率，這不僅超過(guò)了零中頻調(diào)諧器的取樣速率，也使得數(shù)字解調(diào)器的初級(jí)電路必須在較高的頻率下才能工作。除此之外，低中頻調(diào)諧器的功耗也高于零中頻調(diào)諧器，這是因?yàn)樗闹蓄l信號(hào)路徑需要更大的帶寬，ADC和解調(diào)器也使用更高的頻率。但在機(jī)頂盒應(yīng)用里，功耗并不是   重要的參數(shù)，調(diào)諧器的低噪聲和雜散特性（spurious performance）才是確保接收機(jī)在微弱的射頻衛(wèi)星輸入信號(hào)下，仍能提供高接收靈敏度的關(guān)鍵。

　　數(shù)字解調(diào)器需要另一個(gè)鎖相環(huán)提供數(shù)字頻率，但設(shè)計(jì)師必須謹(jǐn)慎規(guī)劃頻率，避免芯片內(nèi)建的兩個(gè)鎖相環(huán)發(fā)生混附信號(hào)耦合（spurinjection），或是因?yàn)檩敵鲐?fù)載變化而造成頻率變動(dòng)（pulling）等問(wèn)題。   個(gè)是環(huán)狀振蕩器，它不需要任何電感，還能避免數(shù)字電路與射頻合成器之間的信號(hào)耦合。另外，只要把環(huán)路濾波器集成到芯片里，就能將敏感的壓控振蕩器控制線路所耦合的混附信號(hào)減至   少。在低中頻調(diào)諧器架構(gòu)里，只有數(shù)字電路與低噪聲放大器的輸入接線之間可能出現(xiàn)嚴(yán)重的射頻耦合，但設(shè)計(jì)師可通過(guò)適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃避免這類(lèi)耦合所造成的影響，例如，在A／D轉(zhuǎn)換之前略微移動(dòng)中頻的中心位置，并為數(shù)字解調(diào)器的頻率移動(dòng)提供適當(dāng)補(bǔ)償。

　　由于所有調(diào)諧器和解調(diào)器都很容易采用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，因此，廠商不僅能開(kāi)發(fā)出真正的單芯片調(diào)諧器與解調(diào)器，還可利用該IP整合MPEG主機(jī)處理器。

　　性能對(duì)比

　　受到低轉(zhuǎn)角頻率直流偏移消除回路的影響，零中頻調(diào)諧器的實(shí)現(xiàn)損耗（implementation loss）在符碼率較低時(shí)比較大；但是，當(dāng)符碼率很高時(shí)，它的實(shí)現(xiàn)損耗就變得較小。高中頻調(diào)諧器正好相反，它在符碼率很高時(shí)會(huì)出現(xiàn)比較大的實(shí)現(xiàn)損耗，這是因?yàn)樾酒饨覵AW濾波器的有限帶寬會(huì)造成群延遲失真。另外，當(dāng)數(shù)據(jù)速率較低時(shí)，過(guò)多的相位噪聲也會(huì)導(dǎo)致高中頻架構(gòu)的實(shí)現(xiàn)損耗增加。相比之下，低中頻調(diào)諧器并沒(méi)有直流偏移消除回路或芯片外接SAW濾波器，所以，不僅實(shí)現(xiàn)損耗很小，還能在整個(gè)符碼率范圍內(nèi)保持定值。

　　直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的鏡像信道就是接收信道，故在阻隔要求較嚴(yán)（高鏡像拒斥比）的通信系統(tǒng)中具有優(yōu)勢(shì)。但在衛(wèi)星電視接收機(jī)里，所有接收信道的功率分布模式（powerprofile）都很類(lèi)似，因此，鏡像拒斥比只要達(dá)到40dB～45dB就能符合要求。這表示就DBS應(yīng)用而言，零中頻調(diào)諧器實(shí)際上并沒(méi)有贏過(guò)低中頻調(diào)諧器。除此之外，直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器與數(shù)字解調(diào)器之間還有許多的寄生參數(shù)耦合效應(yīng)，因此，很難把調(diào)諧器與解調(diào)器集成至單芯片。

　　相比之下，數(shù)字低中頻架構(gòu)則能在數(shù)字I／Q校準(zhǔn)后提供適當(dāng)?shù)溺R像拒斥比，并且設(shè)計(jì)出不含電感的射頻合成器。當(dāng)本地射頻振蕩器不含電感時(shí)，就算同一個(gè)芯片集成了很大的數(shù)字解調(diào)器，它仍能將寄生參數(shù)耦合減至   。環(huán)狀振蕩器則能大幅減少芯片使用面積，這對(duì)降低成本和減少基材寄生耦合都有幫助。另外，它還能提供較好的混附信號(hào)性能，射頻頻率也不會(huì)因?yàn)樨?fù)載或電壓變化而漂移（RF pulling andpushing）。在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，雙轉(zhuǎn)換數(shù)字低中頻調(diào)諧器并不會(huì)增加接收機(jī)的復(fù)雜性，因?yàn)榱阒蓄l調(diào)諧器也需要在解調(diào)器中增加另   數(shù)字混頻電路，以補(bǔ)償LNB振蕩器頻率漂移。這兩種架構(gòu)的主要區(qū)別在于，低中頻調(diào)諧器的數(shù)值控制振蕩器提供更大的調(diào)諧范圍，因?yàn)樗仨氀a(bǔ)償LNB頻率漂移，以及射頻混頻器下變頻造成的一整群通道的中頻中心點(diǎn)移動(dòng)。

　　低中頻架構(gòu)的一個(gè)缺點(diǎn)是，它需要帶寬較大的中頻電路，以及頻率較高的數(shù)字解調(diào)器和前端ADC。這樣雖然會(huì)增加功能，但此問(wèn)題會(huì)隨著90nm、65nm和更精密的CMOS工藝的不斷成熟而逐漸減輕，這些先進(jìn)工藝可以在規(guī)定的功率預(yù)算下，設(shè)計(jì)出更快的數(shù)字電路和更高帶寬的模擬放大器。

　　結(jié)語(yǔ)

　　要實(shí)現(xiàn)單芯片DBS接收機(jī)，采用CMOS工藝的調(diào)諧器／解調(diào)器是一種低成本方案，低中頻調(diào)諧器則是實(shí)現(xiàn)目標(biāo)的理想架構(gòu)。只要把更多的信號(hào)處理作業(yè)轉(zhuǎn)移到數(shù)字域執(zhí)行，系統(tǒng)對(duì)射頻前端的要求就無(wú)需如此嚴(yán)格。隨著現(xiàn)代深亞微米CMOS工藝的不斷成熟，數(shù)字電路的速度越來(lái)越快，這種利用DSP解決模擬CMOS工藝非理想特性的方法將會(huì)變得更有意義。