對于傳統(tǒng)的 PWM 模式控制器，比如 UC384X 系列，能非常好的應(yīng)用在反激和正激拓撲的控制上。電流模式固有的逐個周期電流限制和超快的動態(tài)響應(yīng)，是非常的性能。雖然 UC384X 系列已經(jīng)蠻老了，不能用在現(xiàn)在追求5&6級能效的項目上。但是有些追求可靠性的領(lǐng)域，還是蠻喜歡用 UC384X 系列的。話不多說了，下面是參考其內(nèi)部控制邏輯建立的仿真模型。

部分 傳統(tǒng)定頻反激

UC384X 的內(nèi)部邏輯圖：

圖1 UC384X 系列內(nèi)部邏輯圖

首先是一個90瓦的 CCM 反激，其控制邏輯參考 UC3842，可見下圖：

圖2 U 固定開關(guān)頻率的反激模型

模型說明：

由 V5 產(chǎn)生一個固定的置位時鐘，RS 觸發(fā)器和輸出邏輯參考 UC384X。關(guān)鍵的 PWM 比較器，由一個 if 語句替代，追求快的仿真速度。用分壓電阻和限制運放的輸出，控制到 PWM 比較器的電壓不高于 1V。誤差放大器由傳統(tǒng)的 TL431 替代，光耦用理想的流控電流源替代，于是可以得到仿真的波形：

20ms 的啟機波形：

圖3 反激的啟機波形

展開細節(jié)：

V（Vout）是差模電感之前的電壓，紋波較大。

V（G3：1）是負載端的電壓，基本紋波就比較小了。

V（Vdrain）是原邊 MOS 漏極波形。

V（Vcs）是 PWM 比較器的電流信號。

V（Vcomp）是 PWM 比較器的給定信號。

圖4 反激的幾個關(guān)鍵點波形

做一個 0.5A ~４。７Ａ 10ms 切換的動態(tài)響應(yīng)測試：

圖5 觀察在動態(tài)負載時的工作波形

仿真原理圖： flyback_test_V1.pdf

仿真原文件： flyback_test_V1.zip

第二部分 傳統(tǒng)定頻正激

關(guān)于50%占空比的限制，可以參考下圖，將 S 引腳脈寬設(shè)置到半個周期長度，那么 PWM 輸出的脈寬就被限制住了。

圖6 UC384X 系列的控制時序圖

仿真原理圖：

圖7 UC384X 控制的雙晶正激模型

模型說明：

為了加快仿真速度，對于雙管正激 MOS 的體二極管幾乎不走電流的情況下，就直接用理想開關(guān)代替。副邊也直接用二極管做整流橋，同步整流稍微麻煩。輸出用一個壓控電流源來做理想負載，控制邏輯和反激幾乎一樣。

20ms 的上電波形

圖8 正激啟機仿真

展開細節(jié)：

V（Vdrain）是原邊低端 MOS 的漏極電壓

V（Vout）是副邊輸出電壓

V（Vcs）是 PWM 比較器的電流信號輸入

V（Vcomp）是 PWM 比較器的給定信號

V（D3：3）是副邊濾波電感的輸入電壓

I（L3）是副邊濾波電感的電流

圖9 正激幾個關(guān)鍵點波形

做 5 A~40A 10ms 的切換：

圖9 正激模型在動態(tài)負載切換時的工作

展開切換時的細節(jié)，分別是 加負載 時：

圖10 正激模型在負載增加時

和 減負載 時：

圖11 正激模型在負載減少時

仿真原理圖： FORWARD_CM_TEST_V1.pdf

仿真原文件： FORWARD_CM_TEST_V1.zip

第三部分 傳統(tǒng)半橋

傳統(tǒng) PWM 控制的半橋和全橋，一般由電壓模式控制，常見的 IC 有 SG3525A，UC3825A。是拿 CT 上的電壓斜坡和誤差放大器的輸出進行比較，然后得到一個占空比去控制管子的脈寬。由于要控制半橋和全橋，需要有兩路互補的驅(qū)動信號，而且還要限制住兩路信號的占空比。

SG3525A 的內(nèi)部邏輯圖如下：由 OSC 和觸發(fā)器發(fā)出兩路限制占空比的互補信號到 NOR 門。NOR 門默認輸出為高電平，需將關(guān)斷 PWM 的信號送到 NOR 門。在 SG3525A 中分別有下列幾個送到 NOR 門用來關(guān)斷輸出，限制脈寬。

PWM 比較器的輸出，誤差放大器的電壓 Vcomp 高于 Vramp 后發(fā)出高電平到觸發(fā)器的 S，觸發(fā)器發(fā)出高電平到 NOR 門，可以關(guān)閉當前輸出。

OSC 發(fā)出的占空比限制，通過合理的 RT 和 CT 控制的占空比。

ULVO IC 欠壓保護

SHUTDOWN 過流保護信號

觸發(fā)器發(fā)出的兩路互補驅(qū)動信號。

圖11 SG3525A 的控制邏輯圖

在仿真模型中，為了提高仿真速度，我 用可定義的三角波來作為 CT 上的電壓斜坡。用 0.2V 和 2.5V 對斜坡電壓進行比較，可得到用來限制占空比的信號 CLK。在通過觸發(fā)器 U6 得到兩路互補的驅(qū)動信號 A 和 B，分別都送到 NOR 門。在仿真中，我去掉了欠壓保護的控制，控制驅(qū)動的 NOR 門只有三個條件用來關(guān)斷當前的脈寬：

A 和 B 互補的驅(qū)動。

PWM 比較的輸出。

過流保護比較器暫時不使用，電壓模式只控制占空比，動態(tài)性能要比電流模式差一點點。

圖12 電壓模式半橋控制模型

先來一個 0~20ms 的啟機波形：

圖13 電壓模式半橋啟機波形

展開細節(jié)：

V（Vout_ac） 輸出電壓

V（L2：1） 副邊濾波電感上的電壓

I（L2） 副邊電感上的電流紋波

V（C10:2，H1:1） 是變壓器兩端的電壓波形

I（C10） 是隔直電容上的電流

圖14 電壓模式半橋啟機波形

做一個 10A~80A 的 10ms 的切換：

可以看到這個反饋參數(shù)不是很好，動態(tài)響應(yīng)比較糟糕。

圖14 電壓模式半橋在動態(tài)負載切換時的波形

繼續(xù)展開細節(jié)部分：

圖15 電壓模式半橋在動態(tài)負載切換時的波形

仿真原文件： hb_uc1825a_v1.pdf

仿真原理圖： HB_UC1825A_V1.zip

第四部分 電壓模式全橋部分

控制模式幾乎和半橋一致，只是用兩路信號同時驅(qū)動對角的兩顆管子，便于仿真就沒有使用隔離驅(qū)動的電路，模型可見下圖：

圖15 電壓模式全橋的控制模型

0~20ms 的上電波形：

圖16 電壓模式全橋的啟機波形

展開細節(jié)：

I（L2） /10 是副邊濾波電感上的紋波電路，便于觀察除以10倍。

V（VREC） 是副邊濾波電感上的電壓。

V（U2:1，H1:1）/50 是原邊變壓器兩端的電壓，為了便于觀察除以50倍。

I（C10） 是流過隔直電容的電流。

V（Vout_ac） 是輸出電壓（紋波蠻大的）。

圖17 電壓模式全橋的啟機波形

做一個 10A~100A 的 10ms 的動態(tài)切換：

圖18 電壓模式全橋的動態(tài)負載切換時波形

展開細節(jié)：

圖19 電壓模式全橋的動態(tài)負載切換時波形

仿真原文件： fb_vm_test.zip

仿真原理圖： fb_vm_test_v1.pdf

第五部分 電流模式的

電流模式只是將原邊電流引入控制，和誤差放大器的給定做比較，當原邊電流達到給定值時，關(guān)閉當前周期的脈寬。見控制模型：

圖20 峰值電流模式全橋的控制模型

來一個0~20ms上電仿真：

圖21 峰值電流模式全橋的啟機波形

展開后的細節(jié)：

V（GAIN:OUT）PWM 比較器的給定是誤差放大器的輸出

V（E7:IN+） PWM 比較器電流信號

V（Vout_ac）輸出電壓

V（Vrec） 是副邊濾波電感的電壓

I（L1/10）是副邊濾波電感上的電流，為了便于觀察除以了10

圖22 峰值電流模式全橋的啟機波形

做 10A~100A 10ms 的切換：

圖22 峰值電流模式全橋的在動態(tài)負載切換時的波形

展開細節(jié)：

圖23 峰值電流模式全橋的在動態(tài)負載切換時的波形