摘 要 利用Saber軟件完成了對(duì)移相控制全橋ZVS電源系統(tǒng)的建模和仿真分析，設(shè)計(jì)了基于峰值電流模式和P I調(diào)節(jié)器的數(shù)字控制系統(tǒng)。仿真結(jié)果表明該系統(tǒng)參數(shù)可以為大功率開關(guān)電源的設(shè)計(jì)開發(fā)提供重要的參考依據(jù)。

　　計(jì)算機(jī)仿真是一種高效、高、高經(jīng)濟(jì)性和高可靠性研制開關(guān)電源的方法，應(yīng)用計(jì)算機(jī)仿真技術(shù)可以減少設(shè)計(jì)周期和開發(fā)成本，并改進(jìn)開關(guān)電源電路的可靠性。Saber是當(dāng)今世界上功能強(qiáng)大的電力電子仿真軟件之一，它具有大量的電源專用器件和功率電子器件模型，并提供高的電路仿真模型單元庫。

　　數(shù)字化是開關(guān)電源的發(fā)展趨勢(shì)，它可以實(shí)現(xiàn)快速、靈活的控制設(shè)計(jì)，改善電路的瞬態(tài)響應(yīng)性能，使之速度更快、更高，可靠性更強(qiáng)。因此，本文基于Saber仿真軟件對(duì)采用數(shù)字控制的大功率移相控制全橋ZVS電源系統(tǒng)（ 12 V /5 000 A）進(jìn)行了建模、仿真，并對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行了分析。

　　1 主電路的建模

　　移相控制全橋ZVS2PWM變換器電路實(shí)現(xiàn)簡單、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生參數(shù)，不需要加入輔助電路，比較適合大功率低壓大電流的應(yīng)用場合，其主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 移相控制全橋ZVS2PWM電源系統(tǒng)主電路

　　Saber軟件提供了功率器件建模工具M(jìn)odel Ar2chitect,如圖2所示為該工具提供的IGBT等效電路模型，根據(jù)實(shí)際器件的參數(shù)調(diào)整圖2中的各個(gè)參數(shù)值即可完成建模。本系統(tǒng)采用IGBT 的型號(hào)為CM400HA-24E,其額定參數(shù)為1 200 V /400 A.電容c1~c4為外接諧振電容，其中c1 = c3, c2 = c4。

　　高頻變壓器采用兩個(gè)單元變壓器串并聯(lián)的組合方式，它可以使并聯(lián)的輸出整流二極管之間實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流，并且使得變壓器的設(shè)計(jì)模塊化，簡化變壓器的制作工藝，降低損耗。原邊用串聯(lián)電感l(wèi)r作為變壓器的等效漏感， 用電流控制電壓源（CCVS）模塊來代替具有電流采樣作用的霍爾電流傳感器。

圖2 IGBT等效結(jié)構(gòu)圖

　　次級(jí)輸出采用倍流整流電路結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)中電感電流和變壓器次級(jí)電流小，整流管導(dǎo)通損耗及變壓器銅損較小；該結(jié)構(gòu)具有雙電感交錯(cuò)濾波，可在電感值較小的前提下，減小電流紋波，提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

　　2 數(shù)字控制器的建模

　　2.1 峰值電流型控制方式

　　開關(guān)電源功率開關(guān)器件導(dǎo)通電流等內(nèi)部變量的瞬態(tài)值具有相對(duì)獨(dú)立性，只有直接控制電流瞬態(tài)峰值，才能有效快速地保護(hù)功率開關(guān)器件，同時(shí)克服全橋變換器的偏磁問題，提高其動(dòng)態(tài)反應(yīng)速度和可靠性，因此，本系統(tǒng)采用峰值電流控制模式。峰值電流型控制模式開關(guān)電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖見圖3所示，系統(tǒng)控制數(shù)學(xué)模型見圖4所示。

圖3 開關(guān)電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

圖4 系統(tǒng)控制數(shù)學(xué)模型

　　2.2 P I調(diào)節(jié)器建模

　　P I調(diào)節(jié)是控制系統(tǒng)中成熟，應(yīng)用范圍廣的一種調(diào)節(jié)方式，離散型P I控制器表達(dá)式為：

　　采用峰值電流模式控制的系統(tǒng)，當(dāng)占空比大于0. 5時(shí)，會(huì)產(chǎn)生不穩(wěn)定現(xiàn)象，采用斜坡補(bǔ)償可以改善系統(tǒng)性能，增加系統(tǒng)穩(wěn)定性。依據(jù)其他資料，在控制工程實(shí)踐中，斜坡補(bǔ)償電壓的上升率一般設(shè)計(jì)為輸出電感電流檢測(cè)信號(hào)下降率折算值的70%~80%.

　　式（1）中： k為采樣序號(hào)； U （ k）為第K次采樣時(shí)P I調(diào)節(jié)器輸出的偏移量； Kp 為P I調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)；T為采樣周期； Ti 為PI調(diào)節(jié)器積分時(shí)間； E （ k）為第k次采樣的偏差值。由式（1）可推出其離散P I增量式為：

　　式（2）中：U （ k - 1）為第k - 1次采樣時(shí)PI調(diào)節(jié)器輸出的偏移量； E （ k - 1）為第k - 1次采樣的偏差值；Ki 為P I調(diào)節(jié)器的積分參數(shù)。

　　P I調(diào)節(jié)器模型見圖5所示，其實(shí)現(xiàn)過程為：

　　AD電壓采樣環(huán)節(jié)由一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換接口"a2z"實(shí)現(xiàn)，采樣值為Z0 （ k ） , 電壓基準(zhǔn)Zref由給定信號(hào)模塊"zdata"提供，兩者的差值為誤差項(xiàng)E （ k） ;利用放大模塊"zamp"將偏差值E （ k）放大積分系數(shù)Ki 倍，可得積分修正量ΔI （ k） ;將偏差值E （ k）通過減法模塊"zsub"減去由延遲模塊"zdelay"所保持的第k - 1次的偏差值E （ k - 1） ,再用放大模塊將上述差值放大比例參數(shù)Kp 倍，可得比例矯正值為ΔP （ k） ;由加法模塊"zadd"將積分修正量ΔI （ k） ,比例修正量ΔP （ k） ,以及由延遲模塊所保持的第k - 1 次結(jié)果U （ k - 1）相加可得第K次采樣結(jié)果U （ k）。

圖5　峰值電流型控制原理圖

　　電流環(huán)控制采用P調(diào)節(jié)，其實(shí)現(xiàn)過程為：霍爾電流傳感器采樣之后，由模數(shù)轉(zhuǎn)換接口將采樣值轉(zhuǎn)換為離散信號(hào)，經(jīng)過一定倍數(shù)的放大之后，進(jìn)行斜坡補(bǔ)償。斜坡補(bǔ)償環(huán)節(jié)由"z_pulse"模塊依據(jù)前述補(bǔ)償法則產(chǎn)生一定頻率一定斜率的三角波實(shí)現(xiàn)。

　　經(jīng)過斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏餍盘?hào)與電壓P I調(diào)節(jié)產(chǎn)生的結(jié)果相比較得到終的誤差調(diào)整值，由比較模塊"zcmp"構(gòu)成飽和環(huán)節(jié)，用于防止輸出的移相值超出所能達(dá)到的移相范圍。

　　2.3 移相全橋PWM 波形調(diào)制

　　Saber和Simulink之間可以實(shí)現(xiàn)協(xié)同仿真，這樣可以發(fā)揮Simulink在軟件算法方面的優(yōu)勢(shì)，通過自定義S函數(shù)產(chǎn)生移相PWM信號(hào)。以Saber為主機(jī)，調(diào)用Simulink,兩者以固定時(shí)間步長交換數(shù)據(jù)。

　　圖6所示為移相PWM脈沖實(shí)現(xiàn)原理圖。其主要原理為：當(dāng)所對(duì)應(yīng)的前驅(qū)動(dòng)波形跳變?yōu)楦邥r(shí)，由數(shù)字P I控制器得出的移相值U （ k）在遠(yuǎn)小于周期的定時(shí)間減去一定常數(shù)k,當(dāng)差值為零時(shí)產(chǎn)生一對(duì)與所對(duì)應(yīng)前橋臂驅(qū)動(dòng)等寬的脈沖波，圖中所示t即為移相時(shí)間。

圖6 移相原理。

　　圖7所示為實(shí)現(xiàn)移相過程的Saber模型，由"z_pulse"模塊產(chǎn)生固定頻率、占空比為50%的PWM信號(hào)，該信號(hào)與系統(tǒng)超前臂的驅(qū)動(dòng)時(shí)序一致。圖中"switchpwm1"模塊相當(dāng)于一個(gè)多路開關(guān)，其工作過程為：在超前臂脈沖由低變高時(shí)，接通輸入端，采樣反饋的偏移量，然后立刻脈沖模塊由高變低接通有離散保持作用的延時(shí)模塊"zdelay",通過減法模塊"zsub"減去固定常數(shù)k （由"z_ dc"模塊產(chǎn)生） ,經(jīng)過延時(shí)模塊所設(shè)定的保持時(shí)間t后，所減結(jié)果再減去常數(shù)k,相減后的結(jié)果傳送到移相模塊"shiftpwm1"。

圖7 移相PWM調(diào)制模型。

　　"switchpwm1"和"shiftpwm1"兩個(gè)模塊都是通過Saber與Simulink協(xié)同工作的，它們通過調(diào)用S 2fuction來實(shí)現(xiàn)具體功能。將S函數(shù)樣本文件中的sys =mdlOutputs（ t, x, u）作簡單修改即可。

　　3 仿真結(jié)果

　　系統(tǒng)輸入直流電壓為580 V,工作頻率20 kHz,開關(guān)管并聯(lián)電容c1~c4取47 nF,設(shè)定漏感l(wèi)r = 10μH,比例參數(shù)Kp = 1,積分參數(shù)Ki = 0. 15,輸出濾波電感lo1 = lo2 = 0. 5μH,濾波電容co = 82 mF,變壓器匝數(shù)比n = 10.設(shè)定負(fù)載為2. 4 m歐，輸出電壓vo = 12 V,輸出電流io = 5 000 A.

圖8 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形圖

　　圖8所示為開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形圖。q1和q3為超前臂開關(guān)管，互補(bǔ)導(dǎo)通180°（具有一定的死區(qū)時(shí)間） , q2和q4為滯后臂開關(guān)管，它們分別對(duì)q1和q3有一定的移相時(shí)間。

　　圖9所示為變壓器原邊電壓和電流波形，分析可得，該仿真系統(tǒng)的原邊電壓與電流波形與移相控制全橋ZVS2PWM變換器的工作原理是一致的。

圖9 變壓器原邊電壓與電流波形

　　圖10所示為輸出為12 V /5 000 A時(shí)，超前臂開關(guān)管q1和滯后臂開關(guān)管q2的導(dǎo)通和關(guān)斷情況。

　　為便于分析，將驅(qū)動(dòng)電壓ugs1 和ugs2 放大30 倍。

圖10 開關(guān)管q1、q2的導(dǎo)通和關(guān)斷情況。

　　從圖10中可以看出，無論開關(guān)管q1和q2,在導(dǎo)通之前，D、S兩端的電壓uds已降為零，說明開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通；在開關(guān)管關(guān)斷之后， uds開始線性上升，說明開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖11 輸出電壓電流波形。

　　圖11所示為本仿真系統(tǒng)的輸出電壓和電流波形。由該結(jié)果可知，在112 ms左右輸出電壓達(dá)到12V穩(wěn)態(tài)值，輸出電流達(dá)到5 000 A穩(wěn)態(tài)值。電壓波形超調(diào)量小于0124 V,電流波形超調(diào)量小于100 A,滿足電壓上下波動(dòng)2%的性能指標(biāo)。

　　5 結(jié)論

　　利用Saber仿真并運(yùn)用Saber與Simulink協(xié)同仿真對(duì)數(shù)字控制峰值電流模式的移相控制全橋ZVS2PWM電源系統(tǒng)進(jìn)行了建模和仿真分析，通過仿真研究清楚的了解大功率開關(guān)電源系統(tǒng)的工作過程和工作特性，為數(shù)字電源的開發(fā)提供了重要參考依據(jù)，并能有效節(jié)省開發(fā)成本，縮短研發(fā)周期。