在非連續(xù)傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)中，開關電源常常需要工作在一個相互矛盾的條件下，即要求輸入和輸出之間保持較高的隔離度和靜態(tài)電流極低的待機模式。由于工作狀態(tài)下消耗的功率遠遠高于待機功耗，這樣的組合要求增大了設計難度。由于需要在隔離和低功耗之間進行折衷，目前商用化的電源模塊幾乎都不能滿足這樣的要求。

　　本文討論了對一款用于無線通信設備的隔離型開關電源的測試結(jié)果，電源輸入電壓為12V,輸出3.6V,具有目前市面上的靜態(tài)電流。這款電源是為EGSM、WiFi和ZigBee通信模塊設計的，其遠端控制功能可以在惡劣環(huán)境下用于電機激勵和電子檢測。

　　無線通信在過去5年發(fā)生了突飛猛進的增長，并將繼續(xù)保持增長勢頭。除了GSM和3G移動通信系統(tǒng)，基于IEEE無線標準802.xx1各種版本的Bluetooth、WiFi、Winmax和ZigBee等新興通信技術也在不斷發(fā)展。目前，包括小型無線監(jiān)測和控制設備在內(nèi)的監(jiān)控需求越來越多，這樣的設備必須滿足苛刻的尺寸和功率要求。為了滿足這些要求，集成供應商必須通過高度集成的芯片來降低系統(tǒng)尺寸2和功耗3,4.

　　無線設備供電電源的一項重要指標是延長電池的使用壽命，主要設計目標是在保證無線通信系統(tǒng)性能的前提下降低功耗。綜合上述條件，需要考慮以下設計特點：

　　非連續(xù)收發(fā)；

　　電源濾波或穩(wěn)壓；

　　高效電路拓撲。

　　上述個特點取決于傳輸系統(tǒng)，第二個要求可以通過開關電源實現(xiàn)，而第三個要求則由開關電源本身的功耗決定，另外還需要盡可能減小待機功耗。因此，通過上述三個特點對系統(tǒng)進行優(yōu)化設計。

　　非連續(xù)收/發(fā)

　　因為無線系統(tǒng)中，發(fā)送器和接收器耗電，很多設備采用了非連續(xù)發(fā)送/接收方案，以優(yōu)化通信鏈路的空間接口資源和效率。由于無線通信單元不時連續(xù)工作，有利于降低整體功耗。

　　另一方面，非連續(xù)傳輸會在電源中引入較大的電壓紋波和電流峰值5.偏置電壓的穩(wěn)定性會直接影響收發(fā)器的性能，電源電壓的跌落將大大降低射頻電路的工作指標，從而很難滿足通信設備的規(guī)格要求。系統(tǒng)由蓄電池供電時，電池壽命和放電特性對負載的峰值電流也非常敏感。

　　電源濾波和穩(wěn)壓

　　電源可以通過一個大電容或其它技術進行濾波（參考文獻6）。電源電壓通過線性穩(wěn)壓器或開關電源進行調(diào)節(jié)，穩(wěn)壓不僅僅可以降低紋波還可以減小EMI,以保持無線設備的工作性能。

　　大功率電源拓撲

　　電源的效率非常關鍵，因此，需選擇拓撲的開關電源。表1列出了常見的商用化DC-DC轉(zhuǎn)換模塊的，但這些模塊不能滿足我們的目標需求：空載時保持超低功耗。即使是非隔離電源在空載時也會消耗相當大的電流，我們的目標是在空載條件下將電源電流限制在12mA以內(nèi)，為了達到這一目標，我們把待機電流和靜態(tài)電流按以下的方式劃分：

　　靜態(tài)電流是空載下保持穩(wěn)壓所需的電源電流；

　　待機電流是當電源不為系統(tǒng)提供穩(wěn)壓輸出時的電源電流。

　　，我們還需要提供隔離，在惡劣環(huán)境下為系統(tǒng)可靠工作提供必要的保護。

　　當前技術水平

　　上述討論表明為無線設備設計電源時需要考慮以下問題：

　　非常低的空載功耗；

　　隔離；

　　效率和尺寸。

　　基于上述三個條件，設計高效轉(zhuǎn)換器時須注意以下三個方面：

　　隔離；

　　控制方法；

　　反饋回路的拓撲。

　　隔離

　　電源的輸入和輸出隔離是通過變壓器實現(xiàn)的，對于逆變和反激拓撲，能量儲存在變壓器電感內(nèi)，問題是如何提供變壓器次級到原級的反饋。大多數(shù)系統(tǒng)通過使用額外的繞組或光耦實現(xiàn)。輔助繞組提高了復雜度，而且在低壓輸出以及負載變化時不能保證足夠的輸出電壓。

　　電源系統(tǒng)穩(wěn)定工作時，光耦需要穩(wěn)定的電流流過原級LED.為優(yōu)化系統(tǒng)，需盡可能降低該電流（圖1）。通過減小低電流下光耦的轉(zhuǎn)移系數(shù)（CTR） （10mA時63%,1mA時22%），并降低光耦速度可以使這個電流達到。此外，還需要誤差比較器、精密基準TLV431的電流，使其保持在值（Ikmin = 100μA）。

　　圖1. 輸出分壓電路產(chǎn)生誤差比較器信號，用于隔離圖3所示開關電源。

　　對于連接在基準輸出的分壓電阻R131和R137,為了減小電流須選擇大阻值電阻。設計時需要考慮補償輸入電流和輸入電容造成的延遲（這個問題可以通過電容分壓解決）。由于輸出電容（C47）很大，需要選擇低ESR電容（鉭、OsCon、有機鋁電容等）。另外還要求電容具有極低的漏電流，應為漏電流（特別是在高溫情況下）會產(chǎn)生很大的損耗（對于一個16V Kemet T495 100μF電容，IL在25°C 時等于16μA,85°C時會達到160μA）。

　　控制電路

　　常見的電源拓撲是電流模式脈寬調(diào)制（PWM），通過改變脈沖寬度控制電感的充電電流。負載較重時，通過加大脈沖寬度使電感儲存更多能量（圖2）。負載較輕時，通過減小脈沖寬度降低電感儲能。對于低電流負載，電源工作在非連續(xù)模式，主要電流損耗源于電源本身。

　　圖2. 脈寬調(diào)制器（PWM）控制產(chǎn)生控制電壓（中線）和電感電流（底線），以響應負載電流的變化（頂部）。

　　PWM的好處是固定頻率，簡化了EMI控制的電路設計，并可提高重載下的效率。其主要缺陷是在輕載或空載條件下相對電流損耗較大，因為調(diào)節(jié)器內(nèi)部振蕩器工作在固定頻率（例如，UC3845在輕載下電流損耗為：Icc = 17mA）。圖3為UC3845主控制器電壓、電流反饋網(wǎng)絡的典型電流損耗。

　　圖3. PWM控制器（U41）利用光耦隔離產(chǎn)生變壓器次級到原級的反饋。

　　反饋網(wǎng)絡拓撲

　　電壓反饋由流過光電晶體管（光耦U45內(nèi)部）到R135的電流提供，R135需要盡可能大，以降低功耗，但還必須保持光耦正常工作的電阻值。

　　電流反饋通過R134的壓降產(chǎn)生，為降低功耗，在該電壓和基準（VREF = 5V,第8引腳）之間采用R125、R133分壓，在ISENSE （第3引腳）端得到1V電壓。分壓電阻必須有足夠大的阻值，以降低功耗；但還必須注意電阻與C53形成的RC濾波器不會影響電流信號。消耗在R126和C46振蕩器元件的功耗是不可避免的，因為需要始終保持輸出電壓。

　　更新方案進一步降低功耗

　　對于基于UC38C41或MAX5021 PWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基準設計的電源來說，通過幾種渠道可以進一步降低功耗?？梢赃x擇合適的元件降低功耗。

　　誤差比較器

　　通常選擇TL431提供精密基準，但它不適合本設計，因為它所產(chǎn)生的電壓（VA-Kmin = VREF = 2.5V,加上U45 LED和R124的壓差）過于接近3.6V的輸出電壓。一種替代選擇是使用MAX8515并聯(lián)基準，其基準電壓僅為0.6V,在-40oC至+85°C溫度范圍內(nèi)能夠保持1%的。對于低壓輸出應用，該款IC是理想的選擇，因為它沒有上述高基準電壓的限制（基準電壓達到2.5V）。

　　該應用實例的另一選擇是TLV431C并聯(lián)型基準，可以從多家供應商獲得，能夠滿足基準要求：VREF = 1.24V,0oC至+70°C范圍可保持1%。分壓網(wǎng)絡電流固定在24μA,保證基準電流（溫漂0.5μA）對輸出電壓沒有明顯影響。另外，須保證輸入電容產(chǎn)生的信號延遲不會影響電路的正常工作。

　　PWM控制器

　　傳統(tǒng)的UC3845（圖3）控制器電流損耗大約為17mA （VFB和VSENSE = 0V），對于本應用該電流過高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封裝為SOT23-6,在同類IC中尺寸。它還具有工作電流（1.2mA），內(nèi)置260kHz振蕩器，0.6V的VISENSE,可以直接由光耦輸入，其很多特性均可滿足該類應用的要求。其不足之處是欠壓保護門限10Voff/24Von不適合12V輸入的應用。另外，它具有極低的待機電流，非常適合高輸入電壓的場合。

　　可以考慮的一款IC是UCC38C41,其欠壓保護門限6.6Voff/7.0Von,典型電流損耗ICC = 2.3mA.電流檢測電路消耗電流100uA,光耦消耗電流530uA.為了維持光電晶體管電流，LED需要至少1mA電流。所得到的電源尺寸大約50x30mm,包括兩個光耦，一個用于控制環(huán)路反饋，另一個用于檢測輸入端的電池電壓。這個電源性能如下：

　　功率 = 3.6W;

　　輸入電壓范圍：10V至15V;

　　標稱輸入電壓Vin = 12V;

　　隔離（需要電流隔離）；

　　降壓型反激拓撲；

　　電壓和電流控制環(huán)路；

　　PWM控制模式；

　　開關頻率是250kHz;

　　輸出電流是1A;

　　輸出電壓是3.6V;

　　空載電流5.7mA.

　　測試結(jié)果

　　圖4是用于幾款無線模塊的原形電路，工作在非連續(xù)模式，峰值電流為3A,平均電流為1A.為了減小峰值電流并解決由此帶來的問題，設計時需要參考文獻5和6討論的相關技術。推薦使用大容值、低ESR電容。

　　圖4. 該電路板包括圖3所示電源的光耦隔離。

　　測試結(jié)果（表2和表3）沒有包括輸入濾波電路和保護電路的共模損耗。表2給出了不同輸入電壓下的空載電流。

　　電流可以達到5mA,這個值還可以進一步減小到3mA,但可能造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。為了防止自激并考慮元件的容差，為了留出一定的裕量，將電流設置在略高于5mA.如表3所示，在標稱工作條件下，典型負載下，電路經(jīng)過優(yōu)化可以達到效率。圖5給出了不同輸出電流下的效率。

　　圖5:圖3所示電源的效率曲線，在標稱12V輸入電壓、不同負載下效率非常穩(wěn)定（曲線保持平坦）。

　　根據(jù)我們掌握的數(shù)據(jù)，目前商用化的、具有類似特性的隔離電源，其空載電流為20mA.利用常見的元器件，本文介紹的應用電路可以將靜態(tài)電流降至5mA,由于我們12mA的設計目標。

參考文獻:

[1]. CTR datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/CTR_2043386.html.
[2]. TLV431 datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/TLV431_1075046.html.
[3]. UC3845 datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/UC3845_1059059.html.
[4]. MAX8515A datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/MAX8515A_1019705.html.
[5]. TL431 datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/TL431_651177.html.
[6]. MAX8515 datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/MAX8515_1019704.html.
[7]. MAX5021 datasheet http://www.hbjingang.com/datasheet/MAX5021_1090130.html.