電源效率是指UPS的整機(jī)電能利用率，也就是UPS從外部吸收功率與向負(fù)載輸出功率兩者之的比值。這個(gè)數(shù)值和UPS電源設(shè)計(jì)線路有密切的關(guān)系，高效率的電源可以提高電能的使用效率，在一定程度上可以降低電源的自身功耗和發(fā)熱量。通常在線式UPS的電源效率一般能夠達(dá)到90％以上。如果需要增配大中容量的交流不間斷供電設(shè)備，選用電源效率高的在線式UPS。而其他UPS的電源效率在80％左右。EP諧波吸收裝置可有效保護(hù)UPS對(duì)電網(wǎng)絡(luò)的不良影響。

　　轉(zhuǎn)換效率就是電源的輸入功率與輸出功率的比值：即電源轉(zhuǎn)換效率=電源為主機(jī)提供的即時(shí)輸出功率/輸入電源的即時(shí)功率×100%。一般來(lái)說(shuō)，PC電源規(guī)范對(duì)轉(zhuǎn)換效率有著一定的要求。初電源轉(zhuǎn)換效率僅有60%左右，在Intel的ATX12V 1.3電源規(guī)范中，規(guī)定電源的轉(zhuǎn)換效率滿載時(shí)不得小于68%，而在ATX 12V 2.01中，對(duì)電源的轉(zhuǎn)換效率提出了更高的要求──不得小于80%。

　　開(kāi)關(guān)頻率的變化,如脈沖頻率調(diào)制(烤瓷)含電子濾波設(shè)計(jì)帶來(lái)了諸多困難輸入。因?yàn)闆](méi)有用于濾波電感,輸出電壓在攻防兩端都含有設(shè)計(jì)師選用低整流二極管可以適用于額定電壓二極管。功率開(kāi)關(guān)管是指能承受較大電流，漏電流較小，在一定條件下有較好飽和導(dǎo)通及截止特性的三極管，可不太考慮其放大性能，其控制與基極電流大小或方向有關(guān)電流經(jīng)集電極和發(fā)射極，方向具體要看是NPN還是PNP管。場(chǎng)效應(yīng)管一般做電子開(kāi)關(guān)用，控制與極性有關(guān)。因此在購(gòu)買(mǎi)電源時(shí)，從它遵循的電源規(guī)范上大家就能大致了解其電源轉(zhuǎn)換效率的高低。然而,當(dāng)負(fù)載電流增加,缺乏電感電容的損失帶來(lái)的負(fù)擔(dān),負(fù)載諧振技術(shù)并不適用于高輸出電流和低電壓。另一方面,電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)使用一種寄生作文只有在開(kāi)啟和關(guān)閉電路交換轉(zhuǎn)換的天線的諧振特性僅一步之遙。

　　瘋狂是因?yàn)镻WM半橋逆變對(duì)稱(chēng)與簡(jiǎn)單的配置和零電壓開(kāi)關(guān)(零電壓)的特點(diǎn),運(yùn)用的是零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)是一種常見(jiàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由于分析和設(shè)計(jì),并輸出功率電感,所以不對(duì)稱(chēng)半橋逆變通常用于PWM高輸出電流和低電壓的應(yīng)用,如電腦和服務(wù)器供電。這個(gè)瘋狂的電流放大器和同步整流器非對(duì)稱(chēng)型半橋逆變和共同的特征的實(shí)例,一些實(shí)驗(yàn)結(jié)果,樣品用于非對(duì)稱(chēng)拓?fù)潆娫撮_(kāi)關(guān)控制。圖1顯示的是一個(gè)電流在次級(jí)乘數(shù)對(duì)稱(chēng)半橋逆變PWM二次線圈是單一的結(jié)構(gòu)和輸出電感器可分為兩個(gè)較小的電感。為了提高整體的效率很低,使用關(guān)系型數(shù)據(jù)庫(kù)(在)器件構(gòu)成同步整流器、同步整流器(SR)。與傳統(tǒng)的中心分流式(中心),相比有許多優(yōu)點(diǎn),配置竊聽(tīng)當(dāng)前乘數(shù):首先,直流勵(lì)磁電流部件小于或等于中心分流式直流分量,并配置,可使用小磁芯變壓器。每個(gè)輸出的電感電流加載時(shí),承擔(dān)一半的中心挖掘型勵(lì)磁電流形態(tài)是相似的。

　　如果輸出數(shù)據(jù)的電感電流加載熊失衡,勵(lì)磁電流也將減少。其次,線圈電流的平方根次級(jí)(根-花不到,均方根)-為這種類(lèi)型的配置,中心幾乎一半的負(fù)載電流流過(guò)每輸出電感。鑒于此,本文對(duì)二次線圈電流密度低,你都可以用同一磁場(chǎng)和相同的電線的規(guī)格說(shuō)明細(xì)看一遍。能承受較大電流，漏電流較小，在一定條件下有較好飽和導(dǎo)通及截止特性的三極管。鑒于上述幾個(gè)優(yōu)勢(shì),當(dāng)前的乘數(shù)高輸出電流是其中常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

　　圖1 使用電流倍增器的非對(duì)稱(chēng)PWM半橋轉(zhuǎn)換器

　　建議的轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理

　　如圖 2 所示，從供電模式 2 開(kāi)始，由于 S1 開(kāi)啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級(jí)端，勵(lì)磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關(guān)斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續(xù)流 (free-wheeling)。當(dāng)兩個(gè)輸出電感分享負(fù)載電流時(shí)，SR1 承擔(dān)全部負(fù)載電流。變壓器的次級(jí)繞組僅處理 iLO1 ，所以 vT2 較圖 2 所示的數(shù)值稍低，但我們?cè)谶@一章段中將忽略這一情況，從而簡(jiǎn)化分析。

　　圖2 建議轉(zhuǎn)換器的運(yùn)作分析

　　當(dāng)S1 關(guān)斷，則開(kāi)始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，終，當(dāng) S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱恪Ｍ瑫r(shí)，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開(kāi)啟導(dǎo)通。然后，兩個(gè) SR 在這個(gè)模式中一起導(dǎo)通。在 S2 的體二極管導(dǎo)通后 S2 開(kāi)啟， 從而實(shí)現(xiàn) S2 的 ZVS 運(yùn)作，這個(gè)模式的持續(xù)時(shí)間為

　　(1)

　　模式 4 是另一個(gè)充電模式，在各個(gè) SR 之間的換向結(jié)束時(shí)開(kāi)始，在變壓器初級(jí)端施加的電壓為–VCb ，因而勵(lì)磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過(guò) SR2 的續(xù)流。可從圖2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。

　　當(dāng) S2 關(guān)斷，模式 1 作為另一個(gè)重建模式而開(kāi)始，模式 1 的運(yùn)作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當(dāng) S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個(gè)瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負(fù)載電流反射到變壓器的初級(jí)端，有助于實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)的 ZVS 運(yùn)作。與此相反，存儲(chǔ)在漏電感中的能量?jī)H在這個(gè)瞬間之后對(duì)輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運(yùn)作較 S2 更為穩(wěn)固，因?yàn)橥ǔ?Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進(jìn)行分析，模式 1 的延續(xù)時(shí)間為

　　(2)

　　使用公式 (1) 和 (2) 詳細(xì)計(jì)算輸出電壓

　　(3)

　　VSR 是 SR 處于充電模式時(shí) MOSFET 兩端的電壓。

　　im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得：

　　(4)

　　(5)

　　這里，ILO1　和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。

　　設(shè)計(jì)示例和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　在本節(jié)中討論一個(gè)設(shè)計(jì)示例，目標(biāo)系統(tǒng)是輸出電壓為 12V 和輸出負(fù)載電流為 30A 的 PC 電源，由于輸入通常來(lái)自功率因數(shù)校正 (PFC) 電路，輸入電壓的范圍并不寬泛，目標(biāo)規(guī)范如下：

　　標(biāo)稱(chēng)輸入電壓：390 VDC

　　輸入電壓范圍：370 VDC ~ 410 VDC

　　輸出電壓：12 V

　　輸出電流：30 A

　　開(kāi)關(guān)頻率：100 kHz

　　圖3 360 W PC電源的設(shè)計(jì)示例 (12 V, 30 A)

　　圖 3 所示為參考設(shè)計(jì)的完整原理圖，變壓器的電氣特性如表 1 所示。

　　表 I 所設(shè)計(jì)變壓器的電氣特性

　　圖 4 和圖 5 所示為轉(zhuǎn)換器在標(biāo)稱(chēng)輸入和全負(fù)載情況下的實(shí)驗(yàn)波形。S1 的柵極信號(hào)，主變壓器的初級(jí)端和次級(jí)端的電壓和初級(jí)端電流如圖4所示。請(qǐng)留意這些波形與理論分析很好地吻合，包括ZVS 運(yùn)作。輸出電感電流和 SR 的電流如圖 5 所示，由于占空比和寄生組件，輸出電感電流是不均衡的，這意味著平均勵(lì)磁電流小于中心抽頭式配置(注 1)。

　　圖4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果 I

　　圖5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果II

　　圖 6 所示為不同負(fù)載情況下的 ZVS 運(yùn)作，顯示了低側(cè)開(kāi)關(guān)的漏極電壓和柵極信號(hào)，轉(zhuǎn)換器在負(fù)載低至 30% 的情況下仍表現(xiàn)為 ZVS 運(yùn)作。

　　圖6 ZVS 運(yùn)作驗(yàn)證；(a) 30% 負(fù)載；(b) 20% 負(fù)載狀況

　　圖7 測(cè)得的效率圖

　　轉(zhuǎn)換器的效率如圖 7 所示，在額定負(fù)載為 20%、50% 和 100% 的情況下測(cè)得的效率分別為93.7%、94.6% 和 93.1%，這顯示了邊際性能，因而使用設(shè)計(jì)優(yōu)良的 PFC 和 DC-DC 級(jí)能夠達(dá)到85 PLUS 規(guī)范要求。