引言

　　隨著PWM技術(shù)快速的發(fā)展，PWM在各個領(lǐng)域的應(yīng)用。PWM 整流器已不是一般傳統(tǒng)意義上的AC/DC轉(zhuǎn)換器。由于電能的雙向傳輸，當(dāng)PWM整流器從電網(wǎng)吸取電能時，其運行于整流工作狀態(tài)；而當(dāng)PWM整流器向電網(wǎng)傳輸電能時，其運行于有源逆變工作狀態(tài)。作為電網(wǎng)主要“污染”源的整流器首先受到了學(xué)術(shù)界的關(guān)注，并開展了大量研究工作。能量可雙向傳輸?shù)腜WM整流器不僅體現(xiàn)出AC/DC特性（整流），而且還可呈現(xiàn)DC /AC特性，因而確切地說，這類PWM整流器是一種新型的可逆PWM變流器。由于PWM整流器實現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且運行于單位功率因數(shù)， 甚至能量可雙向傳輸，因而真正實現(xiàn)了“綠色電能轉(zhuǎn)換”。

　　整流器的工作原理與控制策略

　　主電路如圖1所示，為雙極性電壓源型全控IGBT橋式電路。工作過程為：當(dāng)網(wǎng)側(cè)電流i（t）>0時，回路經(jīng)過T2、T3、Ls;若Us（t）、i（t）同相，則網(wǎng)側(cè)電感端電壓ULs（t）=Us（t）+URs（t）+Um=Ldi（t）/dt>0,這時電網(wǎng)電動勢和直流側(cè)電容共同使電感磁能增大，從而使網(wǎng)側(cè)電流增加，對交流側(cè)電感Ls進(jìn)行儲能；再經(jīng)過D1、D4、Ls回路進(jìn)行續(xù)流。

　　圖1 單相PWM整流器主電路

　　若Us（t）、i（t）同相，則網(wǎng)側(cè)電感端電壓ULs（t）=Us（t）-URs（t）-Um=L（di（t）/dt）<0,因此，這時電網(wǎng)電動勢和網(wǎng)側(cè)電感共同向VSR直流電容充電，網(wǎng)側(cè)電感磁能減小，從而使網(wǎng)側(cè)電流衰減。類似可分析出i（t）<0的情況。

　　脈沖寬度調(diào)制（PWM）是一種對模擬信號電平進(jìn)行數(shù)字編碼的方法。通過高分辨率計數(shù)器的使用，方波的占空比被調(diào)制用來對一個具體模擬信號的電平進(jìn)行編碼。PWM信號仍然是數(shù)字的，因為在給定的任何時刻，滿幅值的直流供電要么完全有（ON），要么完全無（OFF）。電壓或電流源是以一種通（ON）或斷（OFF）的重復(fù)脈沖序列被加到模擬負(fù)載上去的。通的時候即是直流供電被加到負(fù)載上的時候，斷的時候即是供電被斷開的時候。只要帶寬足夠，任何模擬值都可以使用PWM進(jìn)行編碼。

　　圖2所示為三角波電流比較法控制的原理圖。電路中包括電流滯環(huán)和電壓環(huán)，電流指令由電壓環(huán)PI輸出和一個與電壓同相的單位正弦信號相乘得到，指令電流和反饋電流經(jīng)電流調(diào)節(jié)器后與三角波信號比較，得到控制用PWM調(diào)制波，控制開關(guān)器件的通斷，實現(xiàn)輸出電流跟蹤指令電流。

　　圖2 三角波電流比較法控制原理圖

　　三角波電流比較法具有開關(guān)頻率固定的優(yōu)點，且單一橋臂的開關(guān)控制互補，為建模分析提供了方便，從而可方便地實現(xiàn)系統(tǒng)的諧波分析；在結(jié)構(gòu)上，其控制電路比定時瞬時電流比較法簡單，因而具有廣闊的應(yīng)用前景。和滯環(huán)比較控制方式相比， 這種控制方式輸出電流所含的諧波少，開關(guān)頻率固定且等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計方便。

　　主電路與PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的選擇

　　由于主電路的各電感、電容的參數(shù)直接影響PWM整流器整個控制系統(tǒng)的動靜態(tài)性能，且電壓電流控制環(huán)的調(diào)節(jié)器的參數(shù)影響著系統(tǒng)的跟蹤響應(yīng)性能。所以主電路與PI調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇是整個控制系統(tǒng)關(guān)鍵的問題。系統(tǒng)給定參數(shù)：

　　Ud=450v,Us=220v,Is=9.2A,fz=50Hz,Rs=0.2W,負(fù)載電阻RL=100W,開關(guān)頻率ft=10kHz, ri≤10%,rv≤1%。

　　交流側(cè)濾波

　　電感的選擇

　　由于控制方案對電感參數(shù)選擇有一定的影響，濾波電感Ls的大小一方面對輸入電流的開關(guān)紋波有影響，另一方面也影響著實際電流的跟蹤速度，此參數(shù)的選擇直接影響系統(tǒng)的工作性能。直流側(cè)電壓選定后，交流側(cè)電感設(shè)計對電源電流波形影響較大。忽略交流回路電阻Rs可得變流器的工作方式為：雙極性調(diào)制方案，L值的另一個限制因素將出現(xiàn)在應(yīng)用于多組輸出電壓的情況。因為控制環(huán)只與－個相關(guān)的輸出端閉環(huán)，當(dāng)此輸出端電流低于臨界值時，占空比將減少以保持此輸出端的電壓不變。對于其他的輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負(fù)載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。很明顯這不是所希望的，因此在多組輸出電壓時，為了保持輔助輸出電壓不變，電感L的值應(yīng)大于所需的值。也就是說，如果輔助電壓要保持在一定的波動范圍內(nèi)時，則主輸出的電感必須一直超過臨界值，即一直在連續(xù)狀態(tài)。

　　電感的值一般受效率、體積和造價的限制，帶直流電流運行的大電感的造價是昂貴的。從J眭能上來看，電感L過大將使調(diào)節(jié)系統(tǒng)的反應(yīng)速度減慢。因為過大的L在負(fù)載出現(xiàn)較大的瞬態(tài)變化時限制了輸出電流的變化率。輸入電壓Us在器件T1、T4導(dǎo)通時為+Ud,在T2、T3導(dǎo)通時為-Ud。如果忽略電流電壓紋波功率，則交直兩端功率相等。即Us×Is=Ud2/ RL,得到 Is=Ud2/（RL×Us）=9.2（A）

　　則Ism=1.414×Is=13.0（A）

　?。?）（1）

　　由式（1）可得△ism=13.0×sin（314/（10×1000））=13.0×sin（0.0314）=0.0071（A），取△ism =0.01（A）

　?。?）

　　其中：Usm為交流電壓峰值，Ud為直流側(cè)輸出電壓，△ism為交流電流變化值，Ism為交流電流峰值，T為開關(guān)周期。由式（2）可得：

　　1.17mH≤Ls≤110mH 取Ls=20mH

　　直流側(cè)二次濾波器的選擇

　　單相橋式PWM交流器直流輸出電壓除直流成分外，還含有二次諧波成分，為使輸出電壓更平直，系統(tǒng)采用電感電容串聯(lián)諧振濾波器濾除二次諧波。則有

(3)

(4)

　　根據(jù)經(jīng)驗取Uc2max=1.1Ud,代入式（3）、（4）中得：

　　C2≥159.1mf,取C2=330mf;L2=7.6mH。

　　直流側(cè)支撐電容的選擇

　　在脈沖整流器的設(shè)計中，直流側(cè)濾波電容的選取也是一個關(guān)鍵性問題。 由于直流側(cè)已加二次濾波環(huán)節(jié)，則直流支撐電容Cd主要由交流電感儲能變化決定， 由能量守恒定律可知，交流側(cè)開關(guān)頻率次電流脈動能量值等于支撐電容上能量脈動值，即

(5)
從而得到 (6)

　　式中ri為電源電流紋波系數(shù)， rv為直流電壓紋波系數(shù)。

　　由式（6）得：Cd≥250mF,為了使直流側(cè)得到穩(wěn)定的電壓并且諧波濾得干凈，取Cd=330mF。

　　PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的設(shè)計

　　本控制系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)器控制整流器系統(tǒng)，電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)，迫使輸入電流跟蹤指令電流，能夠提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)能力。由電壓調(diào)節(jié)器輸出得到電流環(huán)的參考電流。其調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)表達(dá)式分別為（7）和（8）。

　?。?/P>

(7)

(8)

　　式中：Ti為電流調(diào)節(jié)器的時間常數(shù)：Ti=Ls/Rs=0.15（s）

　　Kpi為電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)：Kpi=Ls/TKs=0.67

　　Tpv為電壓調(diào)節(jié)器的時間常數(shù)：Tpv=hTi=5T=0.0005（s）

　　Kpv為電壓調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)：Kpv=（h+1）TpvTd/（2h2Ti）=5.72

　　IGBT的驅(qū)動電路

　　IGBT 的伏安特性是指以柵源電壓Ugs 為參變量時，漏極電流與柵極電壓之間的關(guān)系曲線。輸出漏極電流比受柵源電壓Ugs 的控制，Ugs 越高， Id 越大。它與GTR 的輸出特性相似。也可分為飽和區(qū)1 、放大區(qū)2 和擊穿特性3 部分。在截止?fàn)顟B(tài)下的IGBT ，正向電壓由J2 結(jié)承擔(dān)，反向電壓由J1結(jié)承擔(dān)。如果無N+ 緩沖區(qū)，則正反向阻斷電壓可以做到同樣水平，加入N+緩沖區(qū)后，反向關(guān)斷電壓只能達(dá)到幾十伏水平，因此限制了IGBT 的某些應(yīng)用范圍。

　　IGBT 的轉(zhuǎn)移特性是指輸出漏極電流Id 與柵源電壓Ugs 之間的關(guān)系曲線。它與MOSFET 的轉(zhuǎn)移特性相同，當(dāng)柵源電壓小于開啟電壓Ugs（th） 時，IGBT 處于關(guān)斷狀態(tài)。在IGBT 導(dǎo)通后的大部分漏極電流范圍內(nèi)， Id 與Ugs呈線性關(guān)系。柵源電壓受漏極電流限制，其值一般取為15V左右。

　　IGBT 具有開關(guān)速度快，電壓控制的特點，同時又具有電流、電壓容量大，導(dǎo)通壓降小的優(yōu)點，因而具有良好的特性，是目前大中功率電子設(shè)備普遍使用的開關(guān)器件。本系統(tǒng)采用國際整流器公司生產(chǎn)的IRGB15B60KD型號的開關(guān)管，它的耐壓為600V,允許通過的電流為15A,正常工作壓降為1.8V;柵極驅(qū)動電壓為15V,開通時間延遲為34ns,關(guān)斷時間延遲為184ns。驅(qū)動電路如圖3（a）所示。

　　圖3（a） IGBT驅(qū)動電路

　　驅(qū)動芯片IR2103S的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3（b）所示。IR2103S是半橋驅(qū)動芯片，具有低壓自鎖功能，當(dāng)柵極驅(qū)動電壓小于11V時，斷開柵極信號，當(dāng)柵極電壓低于10V時，IGBT將工作于線性區(qū)并且很快過熱，所以要有低柵壓保護電路。IGBT柵極需要15V才能達(dá)到額定的C-E結(jié)導(dǎo)通壓降。如果柵極電壓低于13V時，在大電流時導(dǎo)通壓降將急劇上升。所以IR2103S的電源電壓定為15V比較合適。

　　圖3（b） IR2103S內(nèi)部結(jié)構(gòu)

　　為了改善控制脈沖的前后延陡度并防止振蕩，減少IGBT集電極大的電壓尖脈沖，需要柵極串聯(lián)電阻RG。當(dāng)RG增大時，開通和關(guān)斷延遲時間都將延長，IGBT的能耗增加。當(dāng)RG減小時，di/dt增大可能引起IGBT誤導(dǎo)通或損壞。根據(jù)IRGB15B60KD產(chǎn)品數(shù)據(jù)實驗檢測值為22W,綜合考慮可取RG=30W。當(dāng)集-射極之間加有高壓時，易受外界干擾，使柵-射電壓超過UGEth引起誤動作。為了防止這種現(xiàn)象發(fā)生，在柵-射間須接一個柵-射電阻RGE。如果RGE太小，開通時間會增大，從而降低開關(guān)頻率。通常RGE=（1000~5000）RG,則可取RGE=90KW。

　　C3為VCC電源濾波電容，取C3=0.1mF,C4與D1為自舉電容和二極管，自舉電容工程應(yīng)用常取

　　C4=2Qg/（VCC-10-1.5）

　　假設(shè)IGBT充分導(dǎo)通電壓為10V,電容及二極管上的壓降為1.5V。對于50A/600V的IGBT充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷Qg=250nC。

　　則C4可?。篊4=2×250×10-9/（15-10-1.5）=0.14mF

　　可取C4=0.22mF,或更大容量的且耐壓大于35V的鉭電容。

　　為了快速關(guān)斷IGBT,要給柵極加負(fù)偏電壓，但過大的負(fù)偏電壓會造成IGBT反向擊穿，通常取關(guān)柵電壓為-5V。為了防止IGBT被擊穿，在柵-射之間加兩個反向串連的穩(wěn)壓值分別為5V和15V的穩(wěn)壓管。

　　為了避免主回路中的強電干擾控制回路中的弱電信號，采用光耦隔離器將驅(qū)動回路的控制部分和主回路隔離。通過隔離，人工在線調(diào)試的時候更加安全，另外驅(qū)動電路的輸入/輸出使用不同的地，利用隔離，可以避免之間的干擾。本系統(tǒng)采用TLP621光藕隔離器，+5V供電，隔離電壓為5000AC（V），典型工作輸入電流為16mA,輸出電流為1mA。輸入端電阻Rin=VCC/Iin=5V/16mA =312.5W,可取Rin=330W;輸出端電阻Rout=（VCC-UCE）/Iout=（5-0.7）V/1mA=4.3KW

　　可取Rout=4.7KW,驅(qū)動光耦隔離電路如圖3（c）所示。由于IR2103S的高端輸入/輸出同步，低端輸入/輸出異步，則高端輸入端接的光耦采用同向接法，低端輸入端接的光耦采用反向接法，以保證同一橋的上下管不同時導(dǎo)通。

　　圖3（c） 驅(qū)動光耦隔離電路

　　系統(tǒng)仿真

　　Matlab 軟件應(yīng)用廣泛，Matlab7.0新增加“SimPower Systems”工具箱，這給使用者帶來了極大的方便，可以根據(jù)實際電路進(jìn)行建模和仿真。本文采用基于Matlab7.0/SimPower Systems工具箱的方法對系統(tǒng)建模和仿真，仿真算法采用0de15s以獲得的仿真速度。仿真結(jié)果驗證了系統(tǒng)的可行性。

　　圖4為系統(tǒng)處于整流狀態(tài)時交流側(cè)電流/電壓波形，由結(jié)果可知，系統(tǒng)電流跟蹤性能好、響應(yīng)快。當(dāng)系統(tǒng)能量回饋時，交流側(cè)電流/電壓波形如圖5所示。

圖4 整流狀態(tài)交流電流/電壓波形

圖5 逆變狀態(tài)交流電流/電壓波形

　　系統(tǒng)在整流狀態(tài)時，直流側(cè)電壓輸出波形如圖6所示，由圖可知直流電壓無超調(diào)且紋波小。圖7為系統(tǒng)由能量正輸向能量回饋的變化時交流電流/電壓的波形，系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)換過渡時間短，當(dāng)用戶端有能量回饋時，能很好地被電網(wǎng)吸收，而不必用耗能電阻來吸收消耗。用戶端的再生能量能有效地得到利用，以起到理想的節(jié)能作用。

　
圖6 直流輸出電壓波形

　　圖7 整流到逆變時交流電流/電壓波形

　　結(jié)語

　　PWM整流器是一種新型的綠色電源轉(zhuǎn)換器，能使系統(tǒng)功率因數(shù)接近1,負(fù)載電能回饋到電網(wǎng)，使負(fù)載端的電能得到了有效的利用。本文設(shè)計的單相PWM整流器控制系統(tǒng)能有效地實現(xiàn)高功率因數(shù)電能轉(zhuǎn)換和電能回饋電網(wǎng)的利用，在電力系統(tǒng)的節(jié)能中能起到很好的效果。

    pwm整流器能實現(xiàn)整流，并且整流時電網(wǎng)電流與電網(wǎng)相電壓頻率相同，相位也相同，同時電流波形畸變較小，接近單位功率因數(shù)。pwm整流器能回收負(fù)載側(cè)能量給電網(wǎng)，回饋時電網(wǎng)電流與電網(wǎng)同頻反相，電流波形畸變較小，接近單位功率因數(shù)。