摘要:  在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，由于成本限制和系統(tǒng)其他模塊功能要求，系統(tǒng)中MCU的ADC有時無法滿足系統(tǒng)測量要求。基于上述原因，提出一種利用MCU自帶的10位ADC和DAC，結(jié)合運(yùn)放、電容、電阻等元件搭建的外圍硬件電路，實(shí)現(xiàn)將MCU自帶的ADC轉(zhuǎn)換為可調(diào)的ADC。軟件設(shè)計是通過校正方法減小由硬件導(dǎo)致的ADC測量誤差。實(shí)驗結(jié)果表明，該系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)10～20位可調(diào)的ADC，測量可提高1 024倍，能夠滿足大多數(shù)情況下的測量要求。

　　某系統(tǒng)的A／D模塊需實(shí)現(xiàn)檢測輸入電壓值，變化范圍為0～58 V。主芯片選用NXP公司的ARM7系列的LPC2368，片上自帶10位ADC和DAC，ADC測量輸入電壓范圍是0～3 V，而DAC的范圍是0～3 V。傳統(tǒng)方法是直接將輸入電壓送入ADC法滿足要求，但輸入電壓的變化范圍大于ADC的輸入電壓范圍?；诖耍@里給出一種利用MCU自帶ADC和DAC，并結(jié)合運(yùn)放、電容、電阻等元件搭建外圍硬件電路，實(shí)現(xiàn)10～20位測量可調(diào)的ADC的方法。

　　1 高ADC設(shè)計原理

　　輸入電壓經(jīng)過電阻分壓產(chǎn)生電壓U入，送入由運(yùn)放和電阻組成的減法運(yùn)算電路的同相端，分壓的原因是輸入電壓值大于運(yùn)放的輸入電壓。MCU的DAC輸出經(jīng)過同相比例運(yùn)算電路放大之后產(chǎn)生與U入相近的電壓U近，送入減法電路的反相端。同相比例運(yùn)算電路的作用是擴(kuò)大DAC的輸出電壓范圍，使U入和U近的值近似相等。經(jīng)過減法運(yùn)算電路之后的電壓差值U差經(jīng)過箝位電路送入MCU的ADC，通過讀ADC寄存器的值可得U差的值。箝位電路是防止ADC的輸入電壓超過量程，而導(dǎo)致燒毀MCU。

　　在測量時，由軟件控制改變DAC寄存器的值，從而改變DAC輸出電壓值，使U差的電壓值在量程范圍(0～3 V)之內(nèi)。此時通過讀DAC和ADC的寄存器的值，可得DAC輸出電壓與送入ADC的電壓U差的值。根據(jù)DAC的輸出電壓和同相比例運(yùn)算電路公式可得U近電壓值，根據(jù)減法電路公式、U差和U近的值可得輸入電壓值。

　　系統(tǒng)硬件框圖如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)硬件框圖

　　2 系統(tǒng)硬件設(shè)計

　　圖2為實(shí)現(xiàn)17位ADC原理圖。U101、R100、R101、R102、R103組成減法電路，U102、R108、R109、R116組成同相比例運(yùn)算電路。VD100組成箝位電路。VR是由基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生的3 V的基準(zhǔn)電壓。R117和R118組成分壓電路，在R118上的電壓為45 mV可抵消運(yùn)放的零漂。ADO是MCU的ADC通道0的輸入端。

圖2 17位ADC原理圖

　　圖2所示的電路雖然只是實(shí)現(xiàn)17位ADC，但通過修改幾個特定的電阻阻值就可實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍和ADC測量分辨率。通過修改同相比例運(yùn)算電路中R109與R116比例值，可實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)輸入電壓的測量范圍；通過修改減法電路中的R103與R100比例值，可實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)ADC的分辨率。下面結(jié)合實(shí)現(xiàn)17位ADC硬件設(shè)計電路圖，具體說明如何實(shí)現(xiàn)17位高ADC、調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍和實(shí)現(xiàn)10～20位可調(diào)的ADC。

　　2．1 17位ADC的實(shí)琨過程

　　對于一個n位的ADC，其分辨率為可測量輸入電壓值與2n的比值。因此，此電路圖可實(shí)現(xiàn)的ADC的位數(shù)可以通過輸入電壓的值和分辨率計算得出。

　　1)計算輸入電壓測量范圍的方法 由圖2可知，ADC的輸入電壓計算公式如下：

　　由式（1）可推導(dǎo)出輸入電壓

　　式中，VIN是輸入電壓，VDAOUT是當(dāng)ADC的輸入電壓處于量程范圍之內(nèi)時DAC電壓，VDAO是ADC輸入電壓。

　　由式(2)可知，當(dāng)DAC的輸出電壓和ADC的輸入電壓剛好達(dá)到值3 V時，輸入電壓為59．1 V，此電壓值為系統(tǒng)可測量的輸入電壓值。由此可見輸入電壓的測量范圍是0～59．1 V。

　　2)ADC分辨率的計算方法 當(dāng)DAC的輸出為零時，即VDAOUT=0時，由式(2)可知輸入電壓VIN與VADO的電壓的關(guān)系為：

　　VIN=VADO／10。MCU的ADC位數(shù)是1O位、輸入電壓是3 V。因此，ADC分辨率為0．292 mV。

　　3)實(shí)現(xiàn)17位ADC根據(jù)輸入電壓值與ADC分辨率的比值計算出此電路圖實(shí)現(xiàn)的ADC的位數(shù)。由59．1／(0．292x10-3)=202 397=217．6，可以看出此電路實(shí)現(xiàn)了17位的ADC。

　　2．2 調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍的方法

　　因為VADO和VDAOUT的值都是3 V，由式(2)可知，可測量的輸入電壓值是由R100、R103、R116、R109決定的。改變R100與R103的比值會影響ADC的測量，因此，調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍主要是通過調(diào)節(jié)R116與R109的比值。由式(2)容易看出，當(dāng)R116增加時，測量電壓輸入范圍增加，R109增加時測量電壓輸入范圍減小。

　　2．3 實(shí)現(xiàn)10～20位可調(diào)ADC的方法

　　由17位ADC的實(shí)現(xiàn)過程可知，此電路實(shí)現(xiàn)ADC的位數(shù)是由測量輸入電壓值和ADC的分辨率決定的。所以在改變ADC的位數(shù)時，要通過改變測量輸入電壓范圍或者ADC分辨率。但是，系統(tǒng)測量輸入電壓范圍是固定的。因此，可通過改變ADC分辨率實(shí)現(xiàn)ADC的位數(shù)改變。

　　1)調(diào)節(jié)ADC分辨率的方法當(dāng)DAC的輸出電壓為零時，將式(2)化簡為式(3)：

　　由式(3)可知，當(dāng)MCU的ADC變化一個電壓刻度值時，VIN變化6R100／R103。ADC位數(shù)是10位、輸入電壓是3 V。因此，ADO分辨率為3 V／1 024=2．92 mV，ADC的分辨率為2．92x10-3x6R100／R103。由此可見，R100增加時，分辨率下降；R103增加時，分辨率提高。

　　2)實(shí)現(xiàn)10～20位可調(diào)ADC通過可測量的輸入電壓值與要實(shí)現(xiàn)的ADC的位數(shù)可計算出ADC的分辨率，再通過式(3)可求出R100與R103的比例關(guān)系。按照R100與R103的比例關(guān)系修改其阻值，即可實(shí)現(xiàn)要得到的ADC的位數(shù)。例如將本系統(tǒng)修改為20位ADC，則ADC測量應(yīng)該為59．1 V／220=0．056 mV。由式(3)可知0．056=6x0．292xR100／R103，所以修改R103與R100的比值為312．8，即可以實(shí)現(xiàn)20位的ADC。通過此方法可實(shí)現(xiàn)10～20位可調(diào)的ADC。

　　2．4 硬件設(shè)計說明

　　U100是由運(yùn)放OPA177F組成的電壓跟隨器，具有輸入阻抗高，輸出阻抗低的特點(diǎn)，在本系統(tǒng)中的作用是實(shí)現(xiàn)匹配U101的輸入電阻和提高對輸入電壓分壓的度。R101和R100第二級減法運(yùn)算電路的輸入匹配電阻，其阻值不宜小于10 kΩ，太小會影響ADC的測量。R104為限流電阻，防止電流超過VD100的額定電流。

　　R117和R118組成分壓電路，在R118上的電壓為45 mv，可抵消運(yùn)放的零漂。若不加此分壓電路且DAC輸出為零時，經(jīng)過實(shí)際測量TP102點(diǎn)的電壓約為120 mV，這是由運(yùn)放的零漂造成的，會影響ADC的測量。在每一個運(yùn)放輸入端添加了0．1 μF的電容，去除高頻信號，提高輸入信號的穩(wěn)定性。

　　3 系統(tǒng)軟件設(shè)計

　　軟件部分主要功能是對輸入電壓的測量。因為硬件設(shè)計中，運(yùn)放和電阻本身的參數(shù)存在誤差，所以它們組成的放大電路的放大倍數(shù)存在誤差，從而造成ADC測量產(chǎn)生誤差。因此，傳統(tǒng)方法直接利用它們組成的放大電路的計算公式(式(2))計算出的輸入電壓值誤差比較大，電壓跳動明顯。因此，在系統(tǒng)次測量輸入電壓前，首先通過軟件設(shè)計建立輸入電壓校正表校正的方法實(shí)現(xiàn)減小誤差。

　　校正表是在次測量之前建立的數(shù)據(jù)表，作用是通過此表觀察輸入電壓值與測量值之間滿足何種曲線關(guān)系。在測量輸入電壓時，通過得到的曲線關(guān)系選擇拉格朗日插值算法，并將測量的值代入選擇的拉格朗日插值公式，計算出較為的輸入電壓值。

　　3．1 軟件實(shí)現(xiàn)過程

　　軟件設(shè)計過程主要包括MCU的ADC進(jìn)行初始化，建立輸入電壓校正表，計算表達(dá)式(5)的值，拉格朗日插值計算輸入電壓，顯示輸入電壓值。軟件設(shè)計流程如3所示。

圖3 軟件設(shè)計流程圖

　　設(shè)X為MCU的DAC數(shù)字量十進(jìn)制的值，Y為MCU的ADC數(shù)字量十進(jìn)制的值。

　　則VDAOUT=XVR/1024,VADO=YVR/1024

　　設(shè)K1=R116/R106,K2=R103/R100,則式（2）可化簡為式（4）：

　　由式(4)可得式(5)：

　　3．1．1 初始化ADC

　　主要是對MCU的ADC進(jìn)行初始化，主要包括ADC寄存器配置、選擇I／O口的工作模式、選擇ADC的通道、啟動ADC。

　　3．1．2 校正

　　校正是在測量輸入電壓前，首先利用基準(zhǔn)電壓源輸入多個基準(zhǔn)電壓值，并通過讀MCU的ADC寄存器值記錄對應(yīng)的數(shù)字量的值，并將這兩項的值保存到校正表中。在測量輸入電壓時，將所得的數(shù)字量的值利用拉格朗日插值算法代入校正表可得的輸入電壓值。

　　1)校正表內(nèi)容校正的過程主要是通過建立校正表建立起實(shí)際輸入電壓值與測量輸入電壓值的聯(lián)系。校正表存放兩項數(shù)據(jù)。一項是1～59 V的整數(shù)電壓值，另一項是式(5)的和。因為系統(tǒng)測量的輸入電壓值是只保留到小數(shù)點(diǎn)后2位的近似值，而式(5)中包含測量的ADC和DAC的十進(jìn)制數(shù)字量值更為。由式(4)可看出式(5)的值與測量的輸入電壓值存在比例關(guān)系，所以它們與實(shí)際輸入電壓的曲線關(guān)系相同。因此，另一項的內(nèi)容存放的是式(5)的和。

　　2)建立校正表的過程從1～59 V，用電壓源每隔1 V輸入電壓，通過讀MCU的ADC和DAC寄存器的值，記錄每次ADC和DAC的數(shù)字量十進(jìn)制的值。將記錄的ADC和DAC的值代入式(5)計算其和并保存到校正表中。

　　3．1．3 計算式(5)的和值

　　通過程序改變MCU的DAC寄存器的值實(shí)現(xiàn)改變DAC的輸出電壓值，在改變DAC寄存器的值的同時通過觀察ADC的寄存器的值確定ADO的輸入電壓值是否在量程范圍之內(nèi)。當(dāng)ADO的輸入在量程范圍之內(nèi)時，通過讀DAC寄存器和ADC的寄存器值可分別獲得MCU的DAC和ADC的數(shù)字量十進(jìn)制值，將獲得的值代入式(5)可得其和。

　　3．1．4 計算輸入電壓

　　計算輸入電壓函數(shù)實(shí)現(xiàn)功能是利用拉格拉日插值公式計算出輸入電壓。通過坐標(biāo)軸觀察校正表中數(shù)據(jù)，實(shí)際輸入電壓值與測量值滿足線性關(guān)系。在輸入電壓校正表中，查找與式(6)的值接近的2個點(diǎn)，然后代入拉格拉日線性插值公式計算出輸入電壓。

　　3．2 實(shí)驗結(jié)果

　　利用傳統(tǒng)方法直接送入ADC測量輸入電壓的理想情況下為59．1／1024=57．7mV，由于硬件參數(shù)誤差和干擾等原因會使測量誤差大于20mV，無法滿足系統(tǒng)的測量和準(zhǔn)確度要求。利用本文所提出的17位高A／D測量方法測量可減小為0.45mV，通過軟件校正的方法測量誤差可控制在10mV以內(nèi)，滿足了設(shè)計要求。通過本文所述提高測量的方法，可實(shí)現(xiàn)20位ADC，測量可減小為0.056 mV。

　　4 結(jié)束語

　　本文基于NXP的LPC2368，利用其內(nèi)部集成的ADC和DAC，實(shí)現(xiàn)高且可調(diào)的ADC，這種方法容易實(shí)現(xiàn)，可以應(yīng)用在眾多數(shù)據(jù)采集領(lǐng)域，如傳感器的數(shù)據(jù)采集、電壓信號的測量等，只要選用的MCU自帶ADC和DAC，就可以采用本文方法實(shí)現(xiàn)達(dá)20位的高且可調(diào)的ADC。

參考文獻(xiàn):

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