摘要： 分析了單相逆變器系統(tǒng)的數(shù)字控制特點， 提出了一種帶輸出電流前饋的PI雙環(huán)(輸出電壓外環(huán)和濾波電感內環(huán)) 數(shù)字化控制方案， 利用極點配置方法對控制系統(tǒng)參數(shù)進行了設計， 并對系統(tǒng)進行了仿真， 給出了各種實驗條件下的實驗波形。

　　0 引言

　　要得到性能穩(wěn)定的逆變器并聯(lián)系統(tǒng)， 其單臺逆變器的性能非常重要， 因此， 單臺逆變器的控制方法選擇就顯得尤為重要。常見的單閉環(huán)控制技術主要有電壓瞬時值反饋、無差拍控制和重復控制等方案。為了滿足某些應用場合的高性能指標要求， 近來又出現(xiàn)了電壓電流雙閉環(huán)控制。該方案的電流內環(huán)增大了逆變器控制系統(tǒng)的帶寬，從而使逆變器動態(tài)響應加快， 同時加強了對非線性負載擾動的適應能力， 也減小了輸出電壓的諧波含量。

　　依據(jù)內環(huán)電流反饋的不同， 逆變器雙閉環(huán)控制可分為電感電流內環(huán)電壓外環(huán)和電容電流內環(huán)電壓外環(huán)兩種。在以濾波電容電流作為內環(huán)反饋的控制方法中， 如果在電容電流內環(huán)電壓外環(huán)控制系統(tǒng)中增加電流限幅環(huán)節(jié)， 其只能限制電容電流大小， 而負載電流和電感電流完全不受其約束， 因而不能通過限流實施對逆變電源的保護。

　　在以濾波電感電流作為內環(huán)反饋時， 通過限制濾波電感電流即可實現(xiàn)逆變器的過流保護。因此，通過對以上兩種控制方法進行比較， 本文采用以濾波電感電流作為內環(huán)反饋的控制方案。

　　1 逆變器系統(tǒng)模型

　　圖1所示為單相全橋逆變電源的主電路原理圖。圖中， Ud是逆變橋直流輸入電壓。L是輸出濾波電感， C是輸出濾波電容， r是輸出電感、死區(qū)效應以及濾波電容的等效電阻。

圖1 單相全橋SPWM逆變器主電路。

　　對于圖1所示的單相全橋逆變器， 可得到下面的單相逆變電源的連續(xù)域數(shù)學模型式：

　　2 逆變器控制系統(tǒng)的設計

　　本文的雙閉環(huán)控制結構由外環(huán)電壓調節(jié)器和內環(huán)電流調節(jié)器組成。其中外環(huán)電壓調節(jié)器Gv (s)一般采用比例-積分(PI) 調節(jié)器， 內環(huán)電流調節(jié)器Gi (s) 可以采用比例(P) 調節(jié)器。圖2所示是逆變器電感電流內環(huán)電壓外環(huán)控制系統(tǒng)的結構框圖。

圖2 逆變器電感電流內環(huán)電壓外環(huán)控制系統(tǒng)圖。

　　在這個雙環(huán)控制方案中， 電流內環(huán)采用PI調節(jié)器， 簡稱雙環(huán)PI-P控制方式。其中電流調節(jié)器Gi (s) 的比例環(huán)節(jié)用來增加逆變器的阻尼系數(shù)，以使整個系統(tǒng)工作穩(wěn)定， 并且保證有很強的魯棒性； 電壓外環(huán)也采用PI調節(jié)器的作用是希望使輸出電壓波形能瞬時跟蹤給定值。這種電流內環(huán)電壓外環(huán)的雙環(huán)控制方式的動態(tài)響應速度很快， 而且靜態(tài)誤差也很小。

　　設電壓電流調節(jié)器分別為：

　　則由圖2可以推導出其閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

　　其中， 閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征方程為：

　　雙環(huán)控制系統(tǒng)的控制器參數(shù)可以按常規(guī)方法設計， 但需考慮兩個調節(jié)器之間的響應速度、頻帶寬度的相互影響與協(xié)調。由于控制器設計步驟比較復雜， 因此還需要反復試驗驗證； 而采用極點配置方法則可以大大簡化設計過程， 同時能滿足高性能指標要求， 因此， 這種設計方法具有明顯的優(yōu)越性。本文采用的是基于極點配置的逆變器系統(tǒng)控制器的設計方案， 這種控制器設計方法簡潔明了， 參數(shù)計算容易， 而且與性能指標之間有直接的量化關系， 可以實現(xiàn)優(yōu)良的動、靜態(tài)特性。此外， 為了使系統(tǒng)超調更小， 響應更快， 首先應該要求預期系統(tǒng)特征方程可以寫成如下的形式：

　　其次， 應該取ξ=0.7， 以使得系統(tǒng)具有的超調量。之后， 再依據(jù)對調節(jié)時間的設計要求，便可以確定ωn的合適取值， 一般取ωn略小于諧振頻率的值。這樣， 將ξ和ωn代入(6) 式后， 就可得出系統(tǒng)的預期特征方程， 然后比較方程系數(shù)，就可得到系統(tǒng)的參數(shù)值。

　　3 單臺逆變器的仿真

　　圖3所示是在PSIM下構建的逆變器仿真模型。

　　該模型主要有三部分： 主電路、控制器和PWM脈沖生成模塊。其中控制器用于實現(xiàn)電壓電流雙環(huán)控制， 為產(chǎn)生PWM脈沖提供調制信號； PWM脈沖生成模塊采用雙極性調制方式。根據(jù)整個系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程， 并綜合考慮系統(tǒng)的控制要求，再通過選取阻尼比和自然角頻率， 就可以得到系統(tǒng)控制器的參數(shù)?？紤]到單相全橋逆變器系統(tǒng)控制的性能要求， 在此基礎上所確定的終系統(tǒng)仿真參數(shù)如下：

　　直流母線電壓： Ud=200 V；

　　額定輸出電壓： Uo=110 V；

　　額定輸出電壓頻率： f=50 Hz；

　　額定輸出功率： S=1 kVA；

　　開關頻率： fc=20 kHz；

　　濾波電感： L=0.5 mH；

　　濾波電容： C=10 μF；

　　K2P=3.14， K1P=*， K1i=20096， Kv =0.0128，KL=0.1。

圖3 逆變器仿真模型。

　　圖4給出了在輸入電壓為200 V， 額定負載分別為ZL=100Ω時的輸出電壓和輸出電流仿真波形；由圖4可見， 輸出電壓頻率均能穩(wěn)定在50 Hz； 圖5所示為負載突減時的仿真波形， 其中突變部分是負載ZL=20Ω切換到ZL=40Ω時的輸出電壓、電流仿真波形； 圖6為負載突增時的仿真波形， 其中突變部分是負載ZL=40Ω切換到ZL=20Ω時的輸出電壓、電流仿真波形； 通過以上仿真波形圖可知， 該系統(tǒng)工作穩(wěn)定， 靜態(tài)誤差小， 并具有很強的魯棒型， 同時， 這種電流內環(huán)電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制的動態(tài)響應速度非?？?， 因此可見， 用該方法對該系統(tǒng)控制電路進行設計是有效而可行的。

圖4 阻性負載時的仿真波形圖。

圖5 負載突減時的仿真波形圖。

圖6 負載突增時的仿真波形圖。

　　4 實驗驗證

　　筆者設計了一臺1 kVA的逆變電焊電源實驗樣機， 其系統(tǒng)的控制器是TI 的DSP 芯片TMS320LF2407A。TMS320LF2407A是一款高性能16位數(shù)字信號處理器， 是TI公司定點DSP2000系列中的一員， 它是專門為控制與運動控制的數(shù)字化實現(xiàn)而設計的。該DSP可完成逆變器輸出電壓頻率的控制、負載電壓和電流取樣、開關管的導通關斷時間控制等。其軟件實現(xiàn)流程圖如圖7所示。

圖7 軟件實現(xiàn)流程圖。

　　圖8所示是數(shù)字控制逆變器的交流電流測試波形， 由圖8可以看出， 本系統(tǒng)的交流輸出電流十分穩(wěn)定， 完夠滿足設計要求。

圖8 交流電流測試波形圖。

　　5 結束語

　　采用電感電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制逆變器系統(tǒng)， 可利用電流內環(huán)快速、及時的抗擾性來有效地抑制負載擾動的影響， 在負載突變和非線性負載下， 均具有較高的穩(wěn)態(tài)和較快的動態(tài)響應。實驗和仿真結果表明， 這是一種性能優(yōu)異的控制方法。