引言

　　OFDM在頻域把信道分成若干正交子信道，可以有效地抵抗符號間干擾ISI?？諘r編碼和空頻編碼能夠充分利用空間、時間和頻率上的分集，因此將空時或空頻編碼與OFDM相結(jié)合構(gòu)成空時／頻編碼OFDM系統(tǒng)，能夠大幅度地提高系統(tǒng)的信道容量和傳輸速率，并能有效地抵抗衰落、抑制噪聲和干擾。

　　1 空時編碼

　　空時編碼主要包括空時分組編碼(SFBC)、空時網(wǎng)格碼(STTC)和分層空時碼(LST)，目前研究的空時分組編碼大多是正交空時分組編碼，正交空時分組編碼以其編解碼簡單的特點得到了廣泛的應用。

　　為簡化計算，這里以2根發(fā)送天線和1根接收天線的Alamouti發(fā)送分集-空時分組編碼系統(tǒng)為例。把從信源來的二進制信息比特每個比特分為1組，對連續(xù)的2組比特進行星座映射，得到2個調(diào)制符號x1、x2。然后把這2個符號送入編碼器按照下面的方式進行編碼：

　　經(jīng)過編碼后的符號分別從2副天線上發(fā)送出去。假設(shè)在時刻t發(fā)送天線1和2到接收天線的信道衰落系數(shù)分別為h1(t)、h2(t)，假設(shè)信道為塊衰落，記接收天線在時刻t和t+T的接收信號分別為r1、r2，有：

　　n1、n2表示接收天線在時刻t和t+T時的獨立復高斯白噪聲，假設(shè)噪聲的均值為0，每維的方差為N0／2。

　　根據(jù)似然譯碼得解碼后的信號為：

　　2 空頻編碼

　　空頻分組碼也是利用正交原理設(shè)計各發(fā)射天線上的發(fā)射信號格式，是一種空間域和頻域聯(lián)合的正交分組編碼方式。以二發(fā)一收的空頻分組碼系統(tǒng)為例，沒一個OFDM符號表示為，每一符號有N個子載波，輸入的信號經(jīng)過串并變化后為x=[x(0)，x(1)，…，x(N-1)]T，與空時編碼器不同的是，空頻編碼器對x內(nèi)的每2個相鄰子載波上的信號x(k)、x(k+1)進行編碼，編碼后得到2個新的OFDM符號，把它們送到2根發(fā)送天線上。

　　空頻碼字的基本形式與空時碼是一樣的，但含義卻不一樣，空頻碼字的含義是：2根天線的第1個子載波傳輸?shù)拇a字分別是x(k)、x(k+1)，而2根天線的第2個子載波傳輸?shù)拇a字分別是-x*(k+1)、x*(k)。2個信道的沖激響應分別為h1、h2，其FFT變換分別為H1、H2，則接收端的信號可以表示為：

　　Y(k)=H1(k)X1(k)+H2(k)X2(k)。 (6)

　　SFBC編碼后的碼組是正交的，這種正交性使得接收端能夠線性地區(qū)分來自不同發(fā)射天線的信號，在接收端進行線性的解碼。經(jīng)過解碼后第k個和k+1個子載波分別為：

　　SFBC編碼中N個子載波構(gòu)成的不同路數(shù)據(jù)在不同天線上發(fā)送。各個天線之間的信道是相互獨立的，同一子載波經(jīng)過不同的深衰落，在接收端經(jīng)過解碼合并達到抵抗頻率選擇性衰落的目的。

　　3 基于空時／頻編碼的OFDM系統(tǒng)

　　3.1 MIMO-OFDM系統(tǒng)模型

　　設(shè)移動通信系統(tǒng)中，基站采用Nt個發(fā)射天線，移動終端采用Nr個接收天線，信息數(shù)據(jù)流送入空時或空頻編碼器后，分成Nt路并行數(shù)據(jù)流，再分別經(jīng)過IFFT調(diào)制單元后由Nt副天線同時發(fā)送出去。

　　假定系統(tǒng)加了適當?shù)谋Ｗo前綴，且保持嚴格同步，記第l個符號周期內(nèi)發(fā)送天線i，接收天線i上的信號依次為Xi[l，k]、Yj[l，k]，則在接收天線j上經(jīng)解調(diào)后的OFDM基帶等效信號可以表達為矩陣形式：

　　式中，Wj為N×1的列矢量，代表信道噪聲；Hij為發(fā)射天線i與接收天線j間的信道頻率響應，Hij=[Hij[l，0]，Hij[l，1]，…，Hij[l，N-1]]T；Xi=diag(Xi[l，0]，Xi[l，1]，…，Xi[l，N-1])，為一對角陣。

　　3.2 基于梳狀導頻的信道估計

　　假設(shè)Np個導頻信號Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)被均勻地插入到要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)X(k)中，即N個子載波被分為Np組，每組含L=N／Np個子載波。

　　由式(8)容易看出，接收信號是Nt個發(fā)射天線發(fā)送信號的線性疊加，因此通常的LS頻域估計算法并不適用。合理設(shè)計各發(fā)射天線處的導頻，可將MIMO-OFDM信道估計問題轉(zhuǎn)換為SISO-OFDM信道估計問題，實現(xiàn)起來簡單而有效。

　　設(shè)對應于每一發(fā)射天線的導頻數(shù)為Np，且滿足NpNT<N。下面在頻域和空域設(shè)計導頻，則能滿足不同天線導頻位置的互相正交，其中Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)表示第P個發(fā)射天線以載波P為起始位置、N／Np為間隔插入到每個OFDM符號中的導頻信號。

　　對于某個特定的發(fā)射接收天線對，在導頻位置不會受到其他天線發(fā)射信號的影響，即不存在天線間的干擾，從而，MIMO信道估計就可以轉(zhuǎn)化為若干獨立SISO信道估計問題。采用上述導頻方案后，發(fā)射接收天線對(i，j)間導頻信道的頻率響應LS估汁式為：

　　得到導頻位置的信道頻率響應后，其他載波位置的信道響應就可以通過對相鄰導頻信道的頻率信道進行內(nèi)插來獲得。

　　4 仿真分析

　　本文利用Matlab軟件對箅法進行仿真。仿真采取雙發(fā)單收的空時和空頻分組碼模式，OFDM系統(tǒng)帶寬設(shè)定為800 kHz，子載波數(shù)日100，為了消除由多徑引起的符號問干擾(ISI)，系統(tǒng)引入了循環(huán)前綴CP，其長度為40 μs，加上OFDM符號周期160μs，一個OFDM符號總長度為200μs。仿真使用六徑瑞利衰落信道，多徑時延設(shè)為[2 3 4 5 9 13]，信道Doppler效應采用Jakes模型構(gòu)建，Doppler頻移fD=200 Hz，并且不同發(fā)射接收天線對的信道衰落獨立同分布，子載波分別使用QPSK和16QAM調(diào)制方式。

　　是STBC-OFDM通信系統(tǒng)(2×1)和僅OFDM通信系統(tǒng)分別在QPSK調(diào)制方式下的誤碼率性能曲線。圖3是在相同條件下采用16QAM調(diào)制方式，單天線OFDM、STBC-OFDM和SFBC-OFDM的誤碼率曲線。

　　與僅OFDM的通信系統(tǒng)相比，采用STBC和SFBC發(fā)射分集的OFDM系統(tǒng)的誤碼性能有顯著提高。從圖3可以看出SFBC誤碼率低于STBC誤碼率，由于STBC解碼時，假設(shè)在鄰近幾個OFDM符號周期內(nèi)，信道傳輸矩陣近似不變，而在SFBC解碼時只是假設(shè)在一個OFDM符號內(nèi)鄰近幾個子載波的時刻，信道傳輸矩陣近似不變。因此，在快衰落信道中，SFBC比STBC性能更加優(yōu)越。另外，從圖2、3還可看到不同映射方式的優(yōu)劣，存BER為10-2時，采用QPSK映射方式估計需要的SNR為11，采用16QAM映射方式需要的SNR為18 dB，既QPSK優(yōu)于16QAM。因為在信號的平均功率相同的條件下，相鄰星座點之間的距離越大，抵抗噪聲等十擾的能力越強。顯然，QPSK星座點之間的距離大于16QAM情況的距離，因而在QPSK中判錯的可能性也。

　　5 結(jié)束語

　　空時編碼和空頻編碼應用于OFDM通信系統(tǒng)后，在降低解碼復雜度的同時，使系統(tǒng)性能獲得很大的提高，采用STBC和SFBC發(fā)送分集技術(shù)，能有效改善移動通信系統(tǒng)的性能，克服頻率選擇性哀落，降低誤碼率，提高分集增益。同時，信道估計對于采用空時／頻編碼的MTMO-OFDM系統(tǒng)至關(guān)重要，本文進行信道估計時，采用的正交性導頻沒計大大降低了計算復雜度，實現(xiàn)簡單。
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