高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器的INL和DNL特性測試
出處：stycx 發(fā)布于：2007-05-24 18:01:24
| 近來，具有出色靜態(tài)和動態(tài)特性的高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）層出不窮。本文將聚焦于有關(guān)ADC兩個重要的參數(shù)的測量技術(shù)：積分非線性（INL）和微分非線性（DNL）。對應用于通信和高速數(shù)據(jù)采集的高性能數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器來講，盡管INL和DNL還不算是重要的電特性參數(shù)，但在高分辨率成像應用中卻具有重要意義。 |
| 一、INL和DNL的定義 |
| DNL誤差定義為實際量化臺階與對應于一個LSB的理想值之間的差異。對于一個理想ADC，其微分非線性為DNL = 0LSB，也就是說每個模擬量化臺階等于1LSB（1LSB = VFSR/2N，其中VFSR為滿量程電壓，N是ADC的分辨率），跳變值之間的間隔為的1LSB。若DNL誤差指標≤1LSB，就意味著傳輸函數(shù)具有保證的單調(diào)性，沒有丟碼。當一個ADC的數(shù)字量輸出隨著模擬輸入信號的增加而增加時（或保持不變），就稱其具有單調(diào)性，相應傳輸函數(shù)曲線的斜率沒有變號。DNL指標是在消除了靜態(tài)增益誤差的影響后得到的,具體定義如下： |
| DNL = |[(VD+1 - VD)/VLSB-IDEAL - 1]|，其中，0 |
| INL = |[(VD-VZERO)/VLSB-IDEAL]-D| |
| 其中0 |
| 二、測試靜態(tài)INL和DNL的一般裝置 |
| INL和DNL可以利用準直流的斜坡電壓或低頻正弦波作為輸入來進行測量。一個簡單的直流（斜坡）測試可能需要一個邏輯分析儀，一個高DAC（可選），一個可以掃描待測器件（DUT）輸入范圍的高精密直流源，和一個可連接PC或X-Y繪圖儀的控制接口。如果設備中包含有高DAC（比待測器件高得多），邏輯分析儀能直接處理ADC的輸出數(shù)據(jù)來監(jiān)測失調(diào)和增益誤差。精密信號源產(chǎn)生一個測試電壓供給待測器件，并使測試電壓從零刻度到滿刻度緩慢掃過ADC的輸入范圍。經(jīng)由DAC重建后，從ADC輸入測試電壓中減去對應的DAC輸出電平，就產(chǎn)生一個小的電壓差（VDIFF），這個電壓可以用X-Y繪圖儀顯示出來，并且和INL、DNL誤差聯(lián)系起來。量化電平的改變反映了微分非線性，而VDIFF與零的偏移代表積分非線性。 |
| 三、積分型模擬伺服環(huán) |
| 另一種辦法也可以用來測試ADC的靜態(tài)線性參數(shù)，與前面的辦法相似但更復雜一些，這就是積分型模擬伺服環(huán)。這種方法通常是用于要求高測量、而對測量速度沒有要求的測試設備,典型的模擬伺服環(huán)（圖1）包含一個積分器和兩個電流源，連接于ADC輸入端。其中一個電流源向積分器注入電流，另一個則吸入電流。數(shù)值比較器連接于ADC輸出并對兩個電流源進行控制。數(shù)值比較器的另一輸入由PC控制，后者可以對N位轉(zhuǎn)換器的2N-1個測試碼進行掃描。如果環(huán)路反饋的極性正確的話，數(shù)值比較器就會驅(qū)使電流源"伺服模擬輸入跟隨給定的代碼跳變。理想情況下，這將在模擬輸入端產(chǎn)生一個小的三角波。數(shù)值比較器控制斜升電壓的方向和速度。在跟隨跳變時積分器的斜率必須快，而在采用精密數(shù)字電壓表（DVM）進行測量時，為了降低疊加的三角波過沖峰值，又要求積分器足夠慢。在MAX108的INL/DNL測試中，伺服板通過兩個連接器連接到評估板(圖2)。個連接器建立起MAX108的主（或副）輸出端口和數(shù)值比較器的鎖存輸入口（P）的連接。第二個連接器將伺服環(huán)（數(shù)值比較器的Q端口）和用于生成參照碼的計算機連接起來。 |
| 數(shù)值比較器的判決結(jié)果解碼后通過P>QOUT輸出端輸出并送往積分器單元。每的比較結(jié)果都獨立地控制開關(guān)的邏輯輸入，驅(qū)動積分電路產(chǎn)生出滿足需要的斜坡電壓，供給待測器件的兩路輸入。這種方法具有其優(yōu)越性，但也有一些不足之處： |
| 1.為了降低噪聲，三角斜坡應該具有低的dV/dt。這有利于產(chǎn)生可重復的數(shù)碼，但要獲得測量需要很長的積分時間。 |
| 2.正、負斜坡的斜率必須匹配方可達到50%點，并且必須對低電平三角波取平均后才可獲得所需要的直流電平。 |
| 3.在設計積分器時常常要求仔細選擇積分電容。為了盡量減小由于電容器的"存儲效應而造成的潛在誤差，要求積分電容必須具有低介質(zhì)吸收。 |
| 4.測量正比于積分時間而反比于建立時間。 |
| 將一個數(shù)字電壓表連接到模擬積分伺服環(huán)中，就可測出INL/DNL誤差與輸出數(shù)字量的關(guān)系（圖3a,3b）。值得注意的是，在INL與輸出數(shù)字量的關(guān)系曲線中，拋物線形或弓形曲線表明偶次諧波占主導地位，若曲線呈"S狀，則說明奇次諧波占優(yōu)。 |
| 為了消除上述方法的缺陷，可以對伺服環(huán)中的積分單元加以改進，代之以一個L位的逐次逼近寄存器（SAR）（用于捕獲待測器件的數(shù)字輸出碼），和一個L位DAC，以及一個簡單的平均值電路。再結(jié)合一個數(shù)值比較器，該電路就組成了一個逐次逼近型轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)（圖4），其中，由數(shù)值比較器對DAC進行控制、讀取其輸出、并完成逐次逼近。同時，DAC提供一個高分辨率的直流電平給被測N位ADC的輸入。 |
| 數(shù)器具有2M個時鐘的周期，其中M是一個可編程的整數(shù)，用來控制計數(shù)周期（同時也決定了測量時間）。"數(shù)據(jù)計數(shù)器僅在數(shù)值比較器輸出為高時遞增，其周期等于前者的一半，即2M-1個時鐘。數(shù)據(jù)計數(shù)器只有當數(shù)值比較器的輸出為高電平時才計數(shù)。兩個計數(shù)器共同工作的效果是對高、低電平的數(shù)量進行了平均，結(jié)果被保存于一個觸發(fā)器，并進而傳送到SAR寄存器。這個過程重復16次（在本例中）后便產(chǎn)生了完整的數(shù)字輸出碼。和前面的方法一樣，它也有優(yōu)點和不足之處，優(yōu)點在于測試裝置的輸入電壓由數(shù)字量定義，這樣可以簡便地調(diào)節(jié)求取平均值的測試樣點；逐次逼近方式提供給待測器件模擬輸入的是一個直流電平，而非斜坡電壓。不足之處在于，反饋環(huán)中的DAC限制了輸入電壓的分辨率。 |
| 四、INL和DNL的動態(tài)測試 |
| 要測定ADC的動態(tài)非線性，可以對其施加一個滿度正弦輸入，然后在其全功率輸入帶寬內(nèi)測量轉(zhuǎn)換器的信噪比（SNR）。對于一個理想的N位轉(zhuǎn)換器，理論SNR（僅考慮量化噪聲，無失真）為：SNR (dB) = Nx6.02+1.76這個公式包含了瞬變、積分非線性和采樣時間的不確定性等效應的影響。除此之外的非線性成分可以通過測量恒頻輸入時的SNR來獲得，并可得到一個隨輸入信號幅度的變化關(guān)系。例如，使信號幅度掃過整個輸入范圍，從零到滿量程或者反之，當輸入幅度逼近轉(zhuǎn)換器滿量程時，轉(zhuǎn)換輸出將與信號源發(fā)生較大偏移。要確定產(chǎn)生這種偏移,排除失真和時鐘不穩(wěn)定性因素的原因，可采用頻譜分析儀分析量化噪聲與頻率的關(guān)系 |
關(guān)鍵詞：高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器的INL和DNL特性測試MAX108
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