一種LDO穩(wěn)壓器內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的設(shè)計

劉鴻雁¹來新泉²　黃濤濤<sup>2

1</sup> 中國人民解放軍92941部隊　² 西安電子科技大學(xué)電路CAD研究所

引言

LDO穩(wěn)壓器的調(diào)整元件通常采用PNP管或PMOS管，通過共射或共源的結(jié)構(gòu)輸出，因此，LDO穩(wěn)壓器的輸出阻抗比較高，受負(fù)載的影響較大，容易造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。通常利用輸出電容的等效串聯(lián)電阻進行頻率補償，以改善其穩(wěn)定性。這種方法對輸出電容有很高的要求，特別是ESR，若處理不當(dāng)會提高電源管理方案的成本。本文提出了將頻率補償電路設(shè)計到穩(wěn)壓器內(nèi)部的方法，降低了對輸出電容的要求，并且補償?shù)牧泓c跟隨負(fù)載電流變化，降低了負(fù)載電流變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。

LDO穩(wěn)壓器的頻率補償原理

影響LDO系統(tǒng)穩(wěn)定性的主要因素有：誤差放大器、調(diào)整管、反饋電阻網(wǎng)絡(luò)、輸出電容及其等效串聯(lián)電阻的旁路電容等。

LDO穩(wěn)壓器的典型頻率響應(yīng)如圖1所示。其UGF代表單位增益頻率（Unit gain frequency）。虛線代表ESR的穩(wěn)定范圍。

零點Z_ESR和極點P_b由R_ESR決定，當(dāng)R_ESR改變時,Z_ESR和P_b也上下移動，使得環(huán)路穩(wěn)定性受到影響。因此，為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定，必須選擇合適的R_ESR。LDO穩(wěn)壓器的應(yīng)用資料一般會提供保證系統(tǒng)穩(wěn)定所需R_ESR值的范圍。通常鉭電容的ESR值較為合適，并且比較準(zhǔn)確，但其價格比較昂貴，這無疑增加了設(shè)計成本。

同時,采用輸出電容的等效串聯(lián)阻抗進行頻率補償?shù)牧硪粋€缺點是，ESR對LDO穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)的影響。在壞情況下，當(dāng)負(fù)載電流瞬態(tài)從零變化到值時，輸出電壓的瞬態(tài)變化量為：

其中，Δt₁是LDO需要的響應(yīng)時間，如果忽略壓擺率的影響，Δt₁約等于閉環(huán)帶寬的倒數(shù)。ΔV_ESR是ESR上的電壓變化量。由等式可看出，ESR越大，對瞬態(tài)響應(yīng)特性影響越大。

針對LDO穩(wěn)壓器利用ESR進行頻率補償存在的不足，本文提出的內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路對此進行了改進。

內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的設(shè)計

采用內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的LDO穩(wěn)壓器系統(tǒng)如圖2所示。電路內(nèi)部添加了一個RC補償網(wǎng)絡(luò)，并采用了兩級放大結(jié)構(gòu)。級放大器采用跨導(dǎo)運放實現(xiàn)，第二級放大器采用輸出阻抗較小的放大結(jié)構(gòu)。

從圖2中可得出其主要的零極點如下：

個極點：

從個極點P_o的表達(dá)式可得出，該極點與負(fù)載電流成正比，如果內(nèi)部RC網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的零點頻率固定不變，則單位增益帶寬隨著負(fù)載電流變化，同時可能會引起振蕩，達(dá)不到補償?shù)男Ч?

針對以上問題，電路中可引入可變電阻構(gòu)成的動態(tài)RC頻率補償網(wǎng)絡(luò)，該電阻用工作在線性區(qū)的MOS管導(dǎo)通電阻來實現(xiàn)。通過在調(diào)整管處并聯(lián)一個電流檢測管，使其檢測輸出電流，以控制RC補償網(wǎng)絡(luò)可變電阻R的阻值，使零點Z_c也隨負(fù)載電流變化，當(dāng)負(fù)載電流減小時，零點頻率也減?。回?fù)載電流變大時，零點頻率也變大。此時，零點Z_c和極點P_o同時隨負(fù)載電流增大或減小，保證了穩(wěn)定性和環(huán)路增益帶寬不變。

頻率補償RC網(wǎng)絡(luò)的具體電路如圖3所示?？勺冸娮枋荕₈的導(dǎo)通電阻，RC網(wǎng)絡(luò)主要是由M₁、M₂、M₄、M₆、M₇、M₈、C_C構(gòu)成的，其中M₁是電流檢測管，調(diào)整管M₀用寬長比很大的PMOS管實現(xiàn)。

由M₃、M₅、R₃構(gòu)成的偏置電路，可以保證M₀和M₁的漏/源極電壓基本相等，使電流I_D1以恒定的系數(shù)正比于電流I_L變化，I_D1通過M₄和M₆構(gòu)成的鏡像電流源決定M₇的電流。則：

由于級運放的輸出阻抗較大，第二級放大器的輸入阻抗也較大，并且M₈沒有電流流過，因此，M₉的電流非常小，可以近似地認(rèn)為V_GS9≈V_TH。所以，

此時，M₈的導(dǎo)通電阻為：

為了保證等式（10）成立,V_GS8必須大于V_TH，通常M₇選用一個寬長比較小的MOS管，而M₉選用一個寬長比較大的MOS管，由表達(dá)式（11）得出，當(dāng)負(fù)載電流I_L減小時，導(dǎo)通電阻R_ON變大，補償?shù)牧泓c頻率減小；負(fù)載電流增大時，補償?shù)牧泓c頻率增大。

第二級放大器主要是對誤差放大器的輸出阻抗和調(diào)整管的柵寄生電容起隔離的作用。第二級放大器的輸出阻抗比較小，產(chǎn)生的第三個極點可在單位增益帶寬之外，從而克服誤差放大器的輸出阻抗和調(diào)整管柵寄生電容產(chǎn)生的低頻極點。

仿真驗證

該電路采用Hynix 0.5μm CMOS工藝來實現(xiàn)。在Leve128模型下，內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的頻率響應(yīng)采用Hspice仿真，整個系統(tǒng)的相位裕度為60°,系統(tǒng)穩(wěn)定。

負(fù)載電流發(fā)生變化時，其頻率響應(yīng)曲線如圖4所示。

由圖4可看出，采用內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路，其環(huán)路增益帶寬不隨負(fù)載電流變化，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求。

結(jié)語

本文提供了一種新穎的LDO穩(wěn)壓器內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路。與利用ESR進行頻率補償?shù)姆椒ㄏ啾?，此電路不僅改善了瞬態(tài)響應(yīng)特性，而且在提高LDO線性穩(wěn)定性的同時，大大降低了對外部電容的ESR要求，此時可以采用ESR比較小的陶瓷電容，從而在提高性能的同時，降低了LDO穩(wěn)壓器的應(yīng)用成本。