摘要：以E-pHEMT管實(shí)現(xiàn)基站接收機(jī)前端平均結(jié)構(gòu)低噪聲放大器（LNA），并以3dB混合耦合器實(shí)現(xiàn)功率分配與合路。首先以設(shè)計(jì)規(guī)范和FET管的要求來取得適當(dāng)?shù)钠眉捌ヅ潆娐罚?a target="_blank">對管腳源端的電感值進(jìn)行優(yōu)化，得出方案設(shè)計(jì)原理圖。然后對原理電路加以線性及非線性仿真分析，模擬出電路的運(yùn)行結(jié)果。得出PCB板的實(shí)際測量結(jié)果；在電路工作頻率1.92GHz～1.98GHz頻段設(shè)計(jì)的模擬結(jié)果與電路實(shí)際測量值十分吻合，其線性度十分良好。

關(guān)鍵詞：截點(diǎn) E-pHEMT 平衡結(jié)構(gòu) LNA 仿真

很多情況下，因?yàn)榛九c移動設(shè)備不平衡連接的緣故，從基站到移動設(shè)備的信號強(qiáng)度和傳輸距離都要超過移動設(shè)備向基站的反向傳輸，并且由干天線與基站間的反饋損耗，使得這種不平衡性變得更大。為了改善這種不平衡性，擴(kuò)大基站接收的覆蓋面，直接的解決方案是加裝塔裝放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中重要的模塊LNA(如所示)對接收的信號具有選頻功能，并把選頻后的信號進(jìn)行低噪聲放大，使系統(tǒng)靈敏度增強(qiáng)，覆蓋半徑增大。
1 LNA的設(shè)計(jì)

1．1 LNA結(jié)構(gòu)選擇

通常，在LNA的設(shè)計(jì)中主要考慮低噪聲系數(shù)(NF)、足夠的增益(G)和的穩(wěn)定性。對于本文TMA放大器中LNA設(shè)計(jì)的實(shí)際技術(shù)規(guī)范要求如表1所示。同時要求所使用的LNA結(jié)構(gòu)滿足良好的輸入輸出匹配，保證LNA的穩(wěn)定性，兼顧到功分／合路網(wǎng)絡(luò)的低損耗、幾何尺寸小，工作帶寬內(nèi)良好的相位和幅度匹配，足夠的工作帶寬(涵蓋在1．95GHz左右)，符合CDMA標(biāo)準(zhǔn)上行頻率。據(jù)此選擇了以平衡結(jié)構(gòu)為特征的LNA結(jié)構(gòu)(如)。這種平衡結(jié)構(gòu)的重要特性是：它較單階放大器的截點(diǎn)高出一倍，并以標(biāo)準(zhǔn)50Ω實(shí)現(xiàn)輸入輸出匹配，在某一路硬件失效時電路的冗余設(shè)計(jì)可保證系統(tǒng)的正常運(yùn)行。但通常增益減少6dB。
表1 LNA主要技術(shù)規(guī)范列表

為使中的LNA模塊噪聲系數(shù)、截點(diǎn)和增益達(dá)到表1中的各項(xiàng)指標(biāo)，設(shè)計(jì)漏極電流Id=60mA。同時，要求單個放大元件在此偏置點(diǎn)的工作性能達(dá)到優(yōu)于表1的規(guī)范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在電流Id=60mA下，具有的截點(diǎn)(IP3)和噪聲系數(shù)Fmin漏源極電壓Vds為3V時，具有稍高的增益；偏置是+5V穩(wěn)定電壓，所需單極性+3V電壓更具有優(yōu)勢，因此選擇其作為放大元件。
1．2 偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)和源端接地電感處理

1．2．1 偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

ATF-54143的偏置網(wǎng)絡(luò)是根據(jù)元件的靜態(tài)工作點(diǎn)和輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)得出。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)則由元件的噪聲反射系數(shù)Topt為主來決定，以求得噪聲系數(shù)NF降到；輸出匹配則要求共軛匹配，以求得功率輸出，保證有足夠的增益，兩者都在Smith圖上實(shí)現(xiàn)輸入輸出至50Ω的匹配。首先，元件的偏置以電阻R1和R2(見)組成的分壓器實(shí)現(xiàn)，分壓器的電壓取自漏極電壓，并為電路提供電壓負(fù)反饋，以維持漏極電流的恒定，R3為漏柵極的限壓電阻。R1，R2，R3的計(jì)算值見式(1)。

R1=Vgs/IBB

R2=[(Vds-Vgs)×R1]/Vgs (1)

R3=(VDD-Vds)/(Ids+IBB)
放大器單階原理圖
式(1)中，Ids是所需漏極電流，IBB是流經(jīng)R1和R2所組成的電壓分配網(wǎng)絡(luò)的電流，當(dāng)IBB至少10倍于柵極漏電流時，其值可達(dá)到2mA,同時由VDD=5V，Vds=3V，Id=60mA，Vgs=0．56V，得至R1=270DΩ，R2=1150Ω，R3=30．8Ω。

電阻R4為低頻阻性終端，使得電路工作在低頻時能夠提高其穩(wěn)定性。電容C3則為R4提供了一個低頻旁路通路，另外加入R5主要是給柵極加上一個限流功能(R5大約為10kΩ左右)，當(dāng)元件工作在P1dB或Psat點(diǎn)附近時，這種限流作用就尤為重要。
因規(guī)范要求NF值只有1dB，為實(shí)現(xiàn)放大器的噪聲匹配，網(wǎng)絡(luò)采用高通阻抗匹配。放大電路原理圖如所示，它的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)由一個串聯(lián)的電容C1和兩個并聯(lián)的電感L1和L2組成。因電路損耗將直接與噪聲系數(shù)相關(guān)，這樣L1和L2的高Q值則變得非常重要。短路電感L1能夠在低頻端提供增益衰減，同時又與C1一起作為輸入匹配阻抗的一部分，C1同時要作為直流隔斷電容。L2還要為pHEMT做偏置電感，在柵極加入電壓偏置，它要求有一個好的旁路電容C2。這個網(wǎng)絡(luò)是對于低噪聲系數(shù)、輸入回波損耗和增益都加以兼顧考慮的方案，電容C2、C4保證帶內(nèi)的穩(wěn)定性，低頻端電阻R3、R4作為阻性終端以保證低頻時系統(tǒng)的穩(wěn)定性。輸出高通匹配網(wǎng)絡(luò)由C4和L3組成，分路電感L3的作用與L2相同，作為pHEMT管偏置載入電感，在漏極偏置。
1．2．2 源端接地電感處理

提高LNA的性能常通過控制源端電感L L1和L L2的大小實(shí)現(xiàn)，其量值一般只有十分之幾納亨。L L1和L L2實(shí)際上只是非常短的傳輸線，它們位于每個源端與地之間，作為電路的串聯(lián)負(fù)反饋，其反饋量對于帶內(nèi)帶外的電路增益、平穩(wěn)性和輸入輸出回波損耗有著巨大的作用，在實(shí)際電路源端電感要做適量的調(diào)節(jié)。放大器PCB板的設(shè)計(jì)考慮到源端的電感量是變化的。當(dāng)每個源端與微帶相連時，沿著微帶線的任何一點(diǎn)都可以連接到地端，要得到的電感值，只需在距元件源端近的點(diǎn)上將源端焊盤與地端相連，并只有非常短的一段蝕刻。放大器的每一段源端蝕刻與相應(yīng)的地端相連的長度大約有0．05英寸(是從源端邊緣與其近的個地過孔邊緣間測得)，剩余并末使用的源端蝕刻可切斷除去。通常，過大的源極電感量值所帶來的邊緣效應(yīng)表現(xiàn)為超高頻端的增益值出現(xiàn)峰化及整體的合成振蕩。為避免這種情況，在初始LNA的設(shè)計(jì)原型階段，盡量準(zhǔn)確地確定源端電感的量值，并且仿真中也要調(diào)節(jié)源端電感量的大小，找出值優(yōu)化LNA性能。
1．3 線性和非線性仿真分析

放大電路原理圖如所示。模擬分析要以每個元件的模型來載人仿真軟件ads。ATF-54143的模塊化文件是一個雙端口s參數(shù)且為Touchstone格式的文件，ads模擬軟件中sparams_wNoise模板可以實(shí)現(xiàn)模擬控制。在系統(tǒng)穩(wěn)定性前提下，當(dāng)電路元件載入到模擬電路中時，電路越詳盡則模擬結(jié)果就越，越的模擬結(jié)果為實(shí)際的放大器電路的布局提供更為的數(shù)據(jù)。傳輸線模型的實(shí)現(xiàn)可以用元件庫中得到的各種微帶線實(shí)現(xiàn)，并且片電容和片電阻的關(guān)聯(lián)電感也都載人到模擬電路中，這時全部微帶部分都可設(shè)置為厚度為0.31英寸、型號為FR-4的材料板上。

混合耦合器2A1306-3的模型是基于四端口的Touchstone線性s參數(shù)文件。它與微帶線部分、電路平衡放大器的輸入輸出部分及負(fù)載阻抗構(gòu)建起放大器的完整模塊結(jié)構(gòu)。運(yùn)行模擬軟件，就要給出系統(tǒng)的仿真結(jié)果宜，以表明所需結(jié)構(gòu)的性能。模擬得到的NF、增益(G)、輸入輸出回波損耗結(jié)果如、、所示。這些圖表示了LNA在工作頻率范圍的性能。

對于非線性模擬，常以諧波平衡模擬(HB)來實(shí)現(xiàn)。非線性模擬方法HB計(jì)算速度快，能夠處理分布元件和分立元件的電路，并很容易與更高階諧波及互調(diào)元件相容。ATF-54143管的PldB和OIP3模擬非線性模型是基于W．R．Curtice模型，這個模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲)，對于截點(diǎn)的模擬則做出模擬預(yù)測結(jié)果比實(shí)際值要偏低。P1dB和OIP3的值如麥2所示：當(dāng)平衡LINA放大器的OIP3模擬結(jié)果為32．1dBm時，P1dB則為20．8dBm，P1dB的模擬結(jié)果與實(shí)樂的測量結(jié)果很接近，而OIP3的模擬結(jié)果則偏低，實(shí)際均測量結(jié)果達(dá)到37dBm。
表2 P1dB和輸出三階截點(diǎn)非線性模擬值

1．4 LNA的穩(wěn)定性分析

除了能夠得出增益、NF、P1dB和輸入輸出回波等重要參數(shù)外，軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設(shè)計(jì)穩(wěn)定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計(jì)算Rollet穩(wěn)定性因子K和作穩(wěn)定性圓是兩種很容易做到的方法，它們可以明確地表示出穩(wěn)定性的數(shù)據(jù)。示出的Rollett穩(wěn)定因子K的模擬值．(K>1)表明：在1．9~2；．0GHz工作帶寬范圍，電路能夠?qū)崿F(xiàn)無條件穩(wěn)定。

1．5 實(shí)際設(shè)計(jì)的PCB電路

根據(jù)上述的設(shè)計(jì)及仿真結(jié)果，依照所示的放大電路原理圖，可以進(jìn)行的實(shí)際布局。要使電路工作在1．92GHz~1．98GHz頻率范圍內(nèi)滿足規(guī)范值，PCB板的布局設(shè)計(jì)應(yīng)可以變化調(diào)節(jié)，即可加入或減掉某些元件，使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)節(jié)匹配達(dá)到，優(yōu)化電路性能?？紤]到實(shí)際應(yīng)用的廣泛性(同時也考慮設(shè)計(jì)中的其他因素的影響)，PCB板的蝕刻選擇在0．031英寸厚的FR-4材料上(正常條件下其Er值是5．6)，LNA的射頻布局主要準(zhǔn)則是電路必須保證平衡的結(jié)構(gòu)，且放大器的每條支路的路徑長度必須相等。如果長度不相同，結(jié)果則會影響信號的相位求和，并且輸出功率和IP3都要比預(yù)期值要低。為做到這點(diǎn)，下路的ATF-54143逆時針旋轉(zhuǎn)了90°，這樣很容易把上下RF微帶通路復(fù)制出來，從而做到兩路完全相同、實(shí)現(xiàn)平衡。
2 實(shí)際測量結(jié)果

得到了完整的電路PCB板后，就要實(shí)際測量電路的各個參數(shù)，驗(yàn)證設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果是否與之相符，是否終符合表1的設(shè)計(jì)技術(shù)規(guī)范。本文所采用的測試儀器是HP8753ES網(wǎng)絡(luò)分析儀和HP8970B噪聲儀。、表達(dá)出放大器實(shí)測的NF和增益曲線，在帶寬為0．1GHz的頻率范圍內(nèi)NF的值在0．8dB和1．0dB之間，增益在1．97CHz達(dá)到值15．5dB，在1．99GHz達(dá)到了15．3dB。由于NF是在實(shí)際PCB板外腔體內(nèi)測得的，包含了同軸連接器的損牦和二級噪聲損耗，其測量指標(biāo)表明實(shí)際的電路NF特性要稍差于模擬特性。是輸入、輸出的回波曲線。當(dāng)頻點(diǎn)在1．96GHz時，輸入回波為18dB，輸出回波達(dá)到22．5dB，放大器的OIP3在直流偏置Vds=3V,Id=60mA時測得值為37dBm，P1dB為21．4dBm。電路在較低的偏置狀態(tài)下Vds=3V，Id=40mA放大器的NF和增益都沒有降低，只有OIP3測出下降為36．5dBm。

從以上結(jié)果可以看出，LNA放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能，完全滿足技術(shù)規(guī)范參數(shù)。

本文給出了基于E-pHEMT管ATF-54143和混合耦合器2A1306-3的射頻低噪聲放大器的設(shè)計(jì)、仿真分析與測試。測試結(jié)果表明，實(shí)際測得的LNA技術(shù)指標(biāo)能夠與仿真結(jié)果較好地吻合，E-pHEMT管的低噪聲系數(shù)和高OIP3使它在高動態(tài)范圍電路設(shè)計(jì)上具有很大的優(yōu)勢，并且該放大器的技術(shù)指標(biāo)達(dá)到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規(guī)范要求，具有很好的應(yīng)用前景。