近幾年來，PC的各項(xiàng)技術(shù)得到了迅速發(fā)展。CPU的計(jì)算速度、內(nèi)存容量都大幅度提高，已經(jīng)完全可以滿足對常規(guī)通信信號的實(shí)時(shí)解調(diào)。本文正是基于這種思想，拋開DSP器件，以多媒體電腦為硬件平臺，實(shí)現(xiàn)對2FSK信號的實(shí)時(shí)解調(diào)，　　系統(tǒng)框圖如所示。
　　接收機(jī)輸出的基帶信號經(jīng)PC聲卡采樣后得到離散化的數(shù)字序列，對信號的采樣可調(diào)用Windows API函數(shù)對聲卡進(jìn)行控制，包括抽樣頻率、緩存大小、每次讀入的字節(jié)數(shù)等。解調(diào)軟件是本文討論的重點(diǎn)，它完成對信號的數(shù)字化實(shí)時(shí)解調(diào)和譯報(bào)等功能。其數(shù)字化解調(diào)模型如所示。

載波頻率估計(jì)
　　載波頻率估計(jì)有頻域和時(shí)域兩種方法，本文采用頻域估計(jì)法。首先，對輸入的離散數(shù)字序列x(k)進(jìn)行FFT(k=0,1,2,...,N-1),得到頻譜序列X(n)(這里n=0,1,2,...,N-1),由于實(shí)信號的FFT具有對稱性,取X(n)的左半邊(n=0,1,2,...,N/2-1),其頻譜如3圖所示，2FSK信號有兩個(gè)載波頻率f1，f2。顯然，可以從頻譜中求出一個(gè)值作為對其中一個(gè)載頻的估計(jì)，假設(shè)為f1，但無法確定f2，因?yàn)樗灰欢ㄊ谴未笾?。故進(jìn)一步將頻譜序列X(n)離散化，即
X(n)=X(n), X(n)≥VT；
X(n)=0，X(n)<VT
其中，VT為離散化時(shí)的門限值。離散化后的頻譜如所示。在f1與f2之間存在若干個(gè)0值，因此，可以利用這若干個(gè)0值將f1、f2劃分在不同的區(qū)間內(nèi)，分別在各自的區(qū)間內(nèi)求出值，即為對載頻的估計(jì)。

碼元速率估計(jì)
　　碼元速率的估計(jì)也有頻域估計(jì)和時(shí)域估計(jì)兩種方法，本文采用頻域估計(jì)法。從頻譜上分析，數(shù)字調(diào)制信號的功率譜一般都具有滾降的特點(diǎn)，如所示。令ω1=ω-ω0，則 P(ω1)=P0Sa2(ω/2fB)
　　當(dāng)ω1=±2πfB時(shí)，P(ω1)=0，兩過零點(diǎn)的寬度B=ω0 +2πfB-(ω0-2πfB)，碼元速率為fB=B/4π。這是理想情況，但由于實(shí)際信號受躁聲等影響，兩過零點(diǎn)的寬度值同上面的分析值有很大的誤差，因而需要對以上方法進(jìn)行改進(jìn)。引起誤差的主要原因在于噪聲對兩個(gè)零點(diǎn)附近低幅值頻率的影響相對于ω0附近高幅值頻率來講太顯著，故可以把頻譜寬度向ω0附近集中。當(dāng)ω1=±πfB時(shí)，P(ω1)=≈0.4P0，此式表明，在信號功率譜上，由點(diǎn)的0.4倍所對應(yīng)的頻譜寬度 ω0+πfB-(ω0-πfB)=2πfB，若用Hz作單位，其數(shù)值等于碼元速率fB，此即為對碼元速率的估計(jì)。

帶通濾波器
　　對于2FSK信號，本文采用二階無限沖激響應(yīng)濾波器。為提高運(yùn)算速度和實(shí)時(shí)性能，濾波器采用迭代算法。設(shè)濾波器的輸出序列為y(k), 其中k=0,1,2,...,N-1,則：wwwwwwwww

式中，a=1/2tg(ω0/2fS),ω0為帶通濾波器的中心頻率，fS為聲卡的抽樣頻率，Q為帶通濾波器的品質(zhì)因數(shù)，用來調(diào)整濾波器的通帶寬度。
包絡(luò)檢波器
　　包絡(luò)檢波器實(shí)際上由平方器接低通濾波器，再接相減器組成。由帶通濾波器出來的兩路信號，經(jīng)平方后加到兩個(gè)低通濾波器上，并將其輸出送到相減器，相減后的信號變成一路雙極性信號，然后送到碼元恢復(fù)模塊進(jìn)行判決。這里，低通濾波器仍然采用二階無限沖激響應(yīng)濾波器，其迭代算法如下：

碼元恢復(fù)
　　本文采用數(shù)字鎖相環(huán)軟件算法實(shí)現(xiàn)對碼元的恢復(fù)。對包絡(luò)檢波器輸出的每個(gè)樣點(diǎn)記數(shù)，記數(shù)長度由碼元速率和抽樣頻率決定，即記數(shù)長度=抽樣頻率/碼元速率。當(dāng)樣點(diǎn)計(jì)數(shù)達(dá)到計(jì)數(shù)長度時(shí)，輸出該碼元(1或0)。為使輸出碼元時(shí)刻在碼元寬度的中間，該算法應(yīng)有反饋機(jī)制。我們定義一個(gè)計(jì)數(shù)變量，當(dāng)包絡(luò)檢波器輸出的樣點(diǎn)值發(fā)生變化時(shí)(由正到負(fù)，或由負(fù)到正)，如果計(jì)數(shù)變量不處于碼元寬度的中間位置(計(jì)數(shù)寬度的一半)，則調(diào)整計(jì)數(shù)變量。若計(jì)數(shù)變量大于計(jì)數(shù)長度的一半，則計(jì)數(shù)變量減小某個(gè)值；若計(jì)數(shù)變量小于計(jì)數(shù)長度的一半，則計(jì)數(shù)變量增加某個(gè)值，這樣就能保證在碼元寬度的中間時(shí)刻輸出碼元。設(shè)計(jì)數(shù)變量為V，計(jì)數(shù)長度為C，反饋量為a，前一個(gè)樣點(diǎn)為X0，其算法流程圖如。

實(shí)時(shí)譯報(bào)
　　碼元恢復(fù)模塊輸出的信號再經(jīng)實(shí)時(shí)譯報(bào)軟件就可以正確譯出報(bào)文內(nèi)容。這里以RTTY信號為例，給出其譯報(bào)算法。
RTTY信號是異步串行傳輸信號，其編碼實(shí)際上是國際二號碼，即五單位碼。5位代表一個(gè)字符，其前后封裝分別用1位(邏輯“0”)起始位和1位或2位(邏輯“1”)停止位。在譯碼時(shí)，首先等待一個(gè)下降沿，然后再等待0.5位，并檢測此刻樣點(diǎn)值是否依然為0，以確定起始位。如果不成功，則重新等待下降沿。檢測到一個(gè)有效的起始位后就可以讀連續(xù)5位的符號位，檢測停止位(連續(xù)一個(gè)或2位的高電平)，如果停止位檢測失敗，則放棄此字符，等待一個(gè)新的起始位。其算法流程圖如所示。

實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果
　　測試系統(tǒng)框圖參見上文系統(tǒng)框圖。這里接收機(jī)輸出的RTTY信號的兩個(gè)載頻分別為2040Hz和2850Hz，碼元速率為50波特，聲卡的抽樣頻率為8000Hz。測試波形圖及輸出報(bào)文如所示，其中a為接收機(jī)輸出RTTY信號經(jīng)聲卡抽樣后的波形，b、c分別為兩路帶通濾波器的輸出波形，d為包絡(luò)檢波器的輸出波形，e為輸出的碼元，f為輸出的報(bào)文內(nèi)容。