O 引言
　　逆變焊機技術(shù)經(jīng)歷了近十年的發(fā)展，逐步替代了落后的工頻晶閘管整流技術(shù)而進入了高頻變換時代。在高頻變換技術(shù)進程中又走過了它的初級階段即硬開關(guān)PWM階段，于近年進入了它的第二階段，即軟開關(guān)PWM階段。
　　硬開關(guān)PWM變換器的拓撲結(jié)構(gòu)簡單。技術(shù)成熟，適合批量生產(chǎn)。其主要芯片如TL494、UC3525等都比較穩(wěn)定可靠，這都是目前逆變焊機硬開關(guān)PWM功率變換器仍得以廣泛應(yīng)用的主要原因。
　　所謂硬開關(guān)PWM(脈沖寬度調(diào)制)，是指在功率變換過程中電子開關(guān)在開通和關(guān)斷的瞬間處于大電流或高電壓的工作條件，所以它的工件可靠性差、效率低、電磁干擾極為嚴重。
　　所謂軟開關(guān)技術(shù)，是指在功率變換技術(shù)中，就是在主開關(guān)器件關(guān)斷和導(dǎo)通的瞬間，實現(xiàn)其兩端電壓或電流為零的技術(shù)。也就是術(shù)語中常說的ZVS(零壓開關(guān))和ZCS(零流開關(guān))開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)PWM功率變換器技術(shù)足相對于硬開關(guān)PWM技術(shù)的革命性發(fā)展，它確實在相當程度上改善了電源產(chǎn)品的可靠性、效率、電磁干擾(EMI)三大基本性能。現(xiàn)在國內(nèi)同行開發(fā)的大功率開關(guān)電源中大部分采用的是硬開關(guān)PWM控制方式，只有少量采用軟開關(guān)PWM，其軟開關(guān)PWM大都采用的是移相控制方式，采用控制芯片如UC3875、UC3879、UCC3895等，采用移相控制技術(shù)使功率器件的開關(guān)應(yīng)力減少、開關(guān)損耗降低、從而提高了整機效率。然而、這種軟開關(guān)亦存在諸多不足和遺憾，如：
    (1)這種中、大功率移相控制軟開戈方式實現(xiàn)軟開關(guān)并不是全范圍的；
    (2)由于存在環(huán)流，開關(guān)管的導(dǎo)通損耗大，輕載時效率較低，特別是在占空比較小時，損耗更嚴重；
    (3)輸出整流二極管存在寄生振蕩；
    (4)為了實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，必須在電路中串聯(lián)電感，這就導(dǎo)致占空比丟失降低輸出能力，增大了原邊電流定額。
    而且移相控制本身還有一個難以克服的缺點，即死區(qū)時間不好調(diào)整。當負載較重時，由于環(huán)流大，超前橋臂管上并聯(lián)的電容放電較快，因此實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通比較容易，但當負載較輕時，超前橋臂開關(guān)管上并聯(lián)的電容放電很慢，超前橋臂的開關(guān)管必須延時較長時間后導(dǎo)通才能實現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。
    有缺陷就有發(fā)展，為此我們吸收傳統(tǒng)硬開關(guān)PWM功率變換器的拓撲結(jié)構(gòu)簡單，可凋整點少、穩(wěn)定可靠等優(yōu)點；同時吸收移相控制軟開關(guān)PWM功率變換器重載易實現(xiàn)ZVS、ZCS的優(yōu)點；推出新型大功率全橋軟開關(guān)(FB—ZVZCS)技術(shù)，使超前臂為恒頻調(diào)寬控制實現(xiàn)ZVS，滯后臂為恒頻恒寬控制實現(xiàn)ZCS。從而實現(xiàn)超前臂和滯后臂傘范圍的軟開關(guān)(FB—ZVZCS)，大大提高了大功牢開關(guān)電源產(chǎn)品的可靠性、效率、電磁干擾(EMI)三大指標。實現(xiàn)證明了這種控制方法非常，可以說是對傳統(tǒng)硬開關(guān)大功率開關(guān)電源的革命。

l 全橋軟開關(guān)(FB—ZVZCS)逆變焊機
　　該大功率逆變焊機的脈沖檸制板的外形示意圖如圖l所示。該線路板共引出18個腳，線路板內(nèi)是自主研制的模擬和數(shù)字電路組合，此電路能夠形成軟開關(guān)所需的驅(qū)動脈沖。

1.1 逆變焊機控制板
　　全橋軟開關(guān)(FB—ZVZCS)控制板內(nèi)部簡圖如圖2所示。各引腳的功能介紹如下。

    腳1接工作電源(UDD=12V或15V)；
    腳2接工作電源的地；
    腳3為基準電源(UREF=5V)；
    腳4為電壓誤差放大器的反向輸入端；
    腳5為電壓誤差放大器的同向輸入端；
    腳6、腳ll接定時電容(CT1=CT2)；
    腳7、腳12接定時電阻(RT1<RT2)；
    腳8、腳13分別為振蕩器放電管的集電極，腳8對腳6接一電阻，腳13對腳11接一電阻。兩電阻的值應(yīng)相等，改變電阻大小可以調(diào)整超前臂的死區(qū)和滯后臂的死區(qū)大小；
    腳9對地接一電容，該電容起軟啟動的作用；
    腳10為誤差放大器的輸出端；
    腳14為關(guān)閉腳，從此腳輸入一個0.7V左右的電平就可以把4組輸出都關(guān)掉； 
    腳15、腳16為調(diào)寬脈沖的輸出端，控制全橋軟開關(guān)(FB—ZVZCS)超前橋臂；
    腳17、腳18為固定脈寬脈沖的輸出端，控制全橋軟開關(guān)(FB—ZVZCS)滯后橋臂。

1.2 逆變焊機主電路
　　全橋軟開關(guān)逆變焊機主電路簡圖如圖3所示。該焊機的輸入電源為三相工頻交流電壓。

2 逆變焊機的工作原理和波形
　　波形簡圖如圖4所示，左臂為超前橋臂，其上下兩支開關(guān)管的激勵信號為恒頻調(diào)寬的脈沖，右臂為滯后橋臂，其上下兩支開關(guān)管的激勵信號為恒頻恒寬的脈沖。下面我們把實現(xiàn)軟開關(guān)的過程作簡要分析。

2．1 初級狀態(tài)(t1，t2)
　　S1和S4導(dǎo)通，此時變換器向次級負載輸出能量，這時的工作狀態(tài)與我們通常的硬開關(guān)PWM的工作方式一樣。

2.2 狀態(tài)2(t2，t3)
　　S1關(guān)斷，S4維持導(dǎo)通，由于S1和S3上都并有電容(C1和C3)，因此S1關(guān)斷時，回路的電流并未同時截止，而是通過S4、L和T給C1充電，給C3放電，此時變換器繼續(xù)向次級負載輸出能量。A點電流經(jīng)諧振電感L及變壓器T到達B點，如電感L的能量還未釋放完，則電流通過S3的體二級管續(xù)流，即S3的兩端電壓為零，為S3提供了零電壓開通的條件，S4關(guān)斷時，S4上的電流已近似為零，因此S4此時為零電流關(guān)斷。

2.3 狀態(tài)3(t3,t4)
　　此時S1、S2、S4均處于截止狀態(tài)，由于變壓器的漏感Ls(漏感非常小)使電路內(nèi)還有一定能量，引起阻尼振蕩，其頻率與負載無關(guān)，只與L及S2和S4的分布電容(C1和C3)有關(guān)，由于C1和C3比S2和S4的分布電容大得多，因此這種振蕩只有在S2和S4的漏一源兩端上觀察到，在S1和S3的漏一源兩端上無振蕩。這種振蕩會增加S2和S4的損耗，對S1和S3無影響。為了降低在S2和S4上的損耗，滿足S2和S4在準零電壓狀態(tài)開通，只需滿足以下條件：T3=t4-t3=T／2，T為振蕩周期。如果T太小可以增大電感L，為使S2和S4安全工作不誤導(dǎo)通，應(yīng)適當增大T3，這時可根據(jù)不同情況增大L，而C1和C3在滿足T2≥RC的情況下，應(yīng)取得小一些，功率管采用MOSFET時，C1和C3一般取得1000～4700pF，功率管采用IGBT時C1和C3一般取大一些(10～20nF)。
　　經(jīng)過上述3個狀態(tài)后變換器就完成了半個周期，后半周期與此相同。

2.4 狀態(tài)2和狀態(tài)3的時間設(shè)定
　　設(shè)計是否合理是實現(xiàn)軟開關(guān)和滿足占空比的關(guān)鍵。從前面的工作過程分析看出狀態(tài)2設(shè)得太大占空比就會減小，功率管的峰值電流會增大，次級整流二極管的反向耐壓就會提高，這樣就會增大功率管和二極管的損耗，高頻燥聲也會增大。因此，應(yīng)盡量增大占空比，但如果狀態(tài)2設(shè)計小了，C1和C3不能充分充放電，S1和S3就不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)，其損耗會增加，這是不允許的。狀態(tài)3時間的值比較臨界，狀態(tài)3時間長了由于高頻振蕩會增大S2和S4的損耗，狀態(tài)3時間短了容易造成S2和S4瞬時短路，功率管采用MOSFET時，狀態(tài)3時間一般在300ns左右，功率器件采用IGBT時一般取大一些(300～600ns)。

3 逆變焊機驅(qū)動波形死區(qū)及前后沿設(shè)置
　　S1和S3及S2和S4驅(qū)動波形的死區(qū)設(shè)置，S1和S4或S3和S2波形的前后沿的相對位置的設(shè)置如圖5所示。

4 結(jié)語
    實驗結(jié)果表明，設(shè)計出的大功率軟開關(guān)弧焊逆變器不僅體積小、重量輕、生產(chǎn)成本低，而且具有高效率和高可靠性，ICBT的開關(guān)損耗大大減小。該焊機的工藝性、可制造性、可維護性都達到了一個很高的水平。